ШИМ-регулятор. Широтно-импульсная модуляция

Фазоимпульсными регуляторами (ФИР) называются устройства, позволяющие регулировать яркость ламп (диммеры), мощность электрических нагревателей, скорость вращения электроинструмента и т.п. ФИР содержит в своём составе электронный ключ, который включен между питающей сетью и нагрузкой. В течении некоторой части периода сетевого напряжения этот ключ замкнут, а затем он размыкается. Увеличивая или уменьшая время, в течении которого ключ находится в замкнутом состоянии, можно увеличивать или уменьшать мощность, выделяющуюся в нагрузке. Обычно в качестве ключа используется тиристор. Рассмотрим структурную схему тиристорного ФИР, представленную на рис. 1. Соответствующие временные диаграммы представлены на рис. 2.

Селектор нуля срабатывает, когда сетевое напряжение проходит через ноль. Цепь задержки через интервал времени Тз, регулируемый в пределах от нуля до 10 мс, запускает формирователь импульсов, открывающих тиристор. Далее тиристор остаётся открытым до тех пор, пока ток через него не станет меньше тока удержания, т.е. почти до конца полупериода.

На временной диаграмме Uc - выпрямленное сетевое напряжение. Uн - напряжение на нагрузке. Зелёным цветом выделены моменты времени, когда тиристорный ключ замкнут.

При малых и средних Тз тиристорный ФИР работает вполне удовлетворительно, но при больших Тз, близких к длительности полупериода сетевого напряжения, что соответствует питанию нагрузки короткими импульсами малой амплитуды, возникают проблемы, связанные с тем, что не все виды нагрузки могут нормально работать при таком питании. Например лампы накаливания начинают заметно мерцать. Кроме того при больших Тз нестабильность работы цепи регулируемой задержки вызывает существенные изменения длительности выходных импульсов. В самом деле - если Тз, например в результате нагрева элементов схемы, возрастёт с 9 до 9.5 мс, т.е. примерно на 5%, то длительность импульсов на нагрузке сократится от 1 мс до 0.5 мс, т.е. вдвое. Если Тз превысит 10 мс, то тиристор будет открываться в самом начале полупериода, что соответствует максимальной мощности. Это может привести к повреждению нагрузки, если она не рассчитана на полное сетевое напряжение.

Ещё одним недостатком тиристорных ФИР являются помехи, которые возникают при замыкании ключа и, в меньшей степени, при размыкании (имеется в виду работа ФИР на активную нагрузку).

Реальные тиристорные ФИР обычно делаются на симметричном тиристоре (симисторе), по этому выпрямитель не требуется, но рассмотренные недостатки им также присущи.

Если в качестве ключа использовать не тиристор, а мощный высоковольтный MOSFET транзистор, то можно существенно уменьшить проблемы, возникающие при необходимости питать нагрузку низким напряжением.

Структурная схема ФИР с ключом на полевом транзисторе представлена на рис. 3. Временные диаграммы представлены на рис. 4.

Компаратор сравнивает регулируемое напряжение Uоп, формируемое источником опорного напряжения, с выпрямленным сетевым напряжением. Если сетевое напряжение меньше опорного, то полевой транзистор открыт, нагрузка подключена к сети. В противном случае компаратор размыкает ключ - ток через нагрузку отсутствует. Очевидно, что как на восходящей так и на нисходящей ветвях синусоиды будут участки, когда транзисторный ключ замкнут, что и отражено на временной диаграмме. Это позволяет передать в нагрузку требуемую мощность за большее время, чем в случае тиристорного ФИР, и, соответственно, уменьшить пиковые напряжения и токи нагрузки.

Схема электрическая принципиальная транзисторного ФИР представлена на рис. 5.

Источник регулируемого опорного напряжения собран на элементах R1, C1, VD2 и R4. Напряжение +12В со стабилитрона VD2 также используется для питания микросхемы DA1.1. Конденсатор С2 уменьшает шумы, возникающие при вращении оси переменного резистора R4. Операционный усилитель DA1.1, используемый в качестве компаратора, сравнивает опорное напряжение с сетевым, поступающим на инверсный вход с делителя на резисторах R2, R3. Полевой транзистор VT1 представляет собой силовой ключ, управляемый сигналом с выхода компаратора. Резистор R8 разгружает выход усилителя DA1.1 от ёмкости затвор-исток полевого транзистора, кроме того благодаря этому резистору переключение VT1 несколько замедляется, что способствует снижению помех.

Первый вариант транзисторного ФИР содержал только эти элементы. Он был собран на макетной плате и оказался вполне работоспособен, но форма напряжения на нагрузке существенно отличалась от желаемой. Соответствующая осциллограмма приведена на рис. 6.

Левый пик на осциллограмме, соответствующий нисходящей ветви синусоиды, существенно ниже правого пика, соответствующего восходящей ветви. Так получается из-за задержки, вносимой компаратором и ключом. Применение более быстрого операционного усилителя и уменьшение резистора R8 позволяет улучшить ситуацию, но до конца проблему не устраняет, кроме того автору очень хотелось остаться в рамках недорогих и доступных комплектующих.

Устранить указанный недостаток позволяет введение в схему второго компаратора DA1.2. Благодаря цепи задержки на элементах VD3, R9, R10 и С3 DA1.2 срабатывает вслед за DA1.1 с задержкой около 100 микросекунд. Этой задержки вполне достаточно, чтобы к моменту срабатывания DA1.2 переходные процессы, связанные с переключением DA1.1 успевали закончиться. Напряжение с выхода DA1.2 через резистор R7 суммируется с сигналом, снимаемым с делителя R2,R3. Благодаря этому как на нисходящей, так и на восходящей ветвях синусоиды компаратор DA1.1 срабатывает чуть раньше - задержка компенсируется, длительности и амплитуды обеих пиков выравниваются. Осциллограмма для этого случая представлена на рис. 7.

Если ФИР настроен так, что срабатывание DA1.1 происходит вблизи вершины синусоиды (большая мощность на нагрузке), то вышеописанная задержка не сказывается на работе устройства. Это связано с тем, что вблизи вершины синусоиды скорость изменения сетевого напряжения замедляется и за время задержки значимого изменения напряжения не происходит. С другой стороны выяснилось, что эта же причина - медленное изменение сетевого напряжения вблизи вершины синусоиды - приводит к возникновению автоколебаний в цепочке из двух компараторов DA1.1 и DA1.2, охваченных обратной связью. Устранить автоколебания позволяет цепочка VD3, R9. Благодаря ей конденсатор С3 заряжается существенно быстрее, чем разряжается. Если импульсы на выходе DA1.1 достаточно широкие, что соответствует большой амплитуде импульсов на нагрузке ФИР, то C3 не успевает разряжаться - на нём появляется постоянное напряжение, превышающее напряжение на инверсном входе DA1.2. Компаратор DA1.2 перестаёт переключаться и автоколебания не возникают. Номиналы резисторов R5, R6, R9 и R10 подобраны так, что блокировка DA1.2 наступает при амплитуде импульсов на нагрузке ФИР около 150 В.

Монтаж устройства был выполнен на макетной плате, фотография которой не приводится, т.к. кроме описанного ФИР на ней было собрано ещё одно устройство, не имеющее отношения к данной разработке. Нагрузкой ФИР служит нагреватель мощностью около 100 ВА с рабочим напряжением 70В. Полевой транзистор размещён на радиаторе в виде пластины площадью 10 квадратных сантиметров. В процессе работы он почти не нагревается - видимо радиатор можно уменьшить или вовсе отказаться от него.

При отладке и последующей эксплуатации устройства следует соблюдать осторожность т.к. его элементы имеют контакт с электрической сетью.

Наладка устройства сводится к подбору резистора R7. ФИР следует подключить к сети 220В (через разделительный трансформатор!). В качестве нагрузки можно использовать лампу накаливания на 220В мощностью около 100 ВА, паяльник и т.п. Параллельно нагрузке следует включить вход осциллографа. С помощью резистора R4 нужно выставить амплитуду импульсов на нагрузке около 50 В. Резистор R7 следует подобрать таким образом, чтобы амплитуда импульсов на восходящей и нисходящей ветвях синусоиды были равны. При отклонении выходного напряжения от 50В равенство амплитуд импульсов не должно существенно нарушаться. У автора при выходном напряжении 20В амплитуды импульсов отличались на 2В, при 30В - на 1В, при 100В - на 1В.

В заключении укажем на особенности данного ФИР, определяющие возможную область применения. Его рекомендуется использовать для питания низковольтных устройств, которые по той или иной причине необходимо запитать от сети 220В. Стабилизация амплитуды импульсов на выходе транзисторного ФИР очень этому способствует.

Автор успешно использовал в качестве нагрузки паяльник мощностью 30ВА, рассчитанный на напряжение 27В, а также лампочку 6В 0.6ВА. Лампочка горела без мерцания, её яркость плавно регулировалась от нуля до видимого перекала. Средневолновый радиоприёмник, находящийся рядом с данным устройством, не реагировал на его включение. Из этого можно сделать вывод о небольшом уровне высокочастотных помех.

При питании от ФИР лампы накаливания на напряжение 220В выяснилось, что при небольших уровнях диммирования (почти максимальная яркость) имеют место самопроизвольные и весьма заметные изменения яркости. Анализ этого явления показал, что причиной является существенное отличие формы сетевого напряжения от синусоиды. Если порог срабатывания компаратора попадает на достаточно протяжённую плоскую вершину, которая имеется у реального сетевого напряжения, то даже небольшие изменения величины напряжения в сети будут вызывать значительные колебания длительности импульсов, вырабатываемых компаратором. Это и вызывает изменение яркости лампы.

При разработке и испытаниях данного устройства предполагалось, что нагрузка может быть только активной (резистор, нагреватель, лампа накаливания). Возможность использования транзисторного ФИР с реактивной нагрузкой, а также для зарядки каких-либо аккумуляторов, регулирования оборотов электродвигателей и т.п. не рассматривалась и не проверялась.

Обычно фазовые регуляторы мощности переменного тока строятся на основе тиристора или симистора. Эти схемы уже давно стали типовыми и повторены многократно как радиолюбителями, так и в масштабе производства. Но тиристорным и симисторным регуляторам, равно как и ключам, всегда был свойственен один важный недостаток, ограничение минимальной мощности нагрузки.

То есть, типовой тиристорный регулятор на максимальную мощность нагрузки более 100W не может хорошо регулировать мощность маломощной нагрузки, потребляющей единицы и доли ватт. Ключевые полевые транзисторы отличаются тем, что физически работа их канала очень напоминает работу обычного механического выключателя, - в полностью открытом состоянии их сопротивление очень мало и составляет доли Ом, а в закрытом состоянии ток утечки составляет микроамперы.

И это практически не зависит от величины напряжения на канале. То есть, именно как механический выключатель. Именно поэтому ключевой каскад на ключевом полевом транзисторе может коммутировать нагрузку мощностью от единиц и долей ватт, до максимально допустимого по току значения.

Например, популярный полевой транзистор 1RF840 без радиатора работая в ключевом режиме может коммутировать мощность практически от нуля до 400W. Кроме того ключевой полевой транзистор обладает очень низким током затвора, поэтому для управления требуется очень низкая статическая мощность. Правда это омрачается относительно большой емкостью затвора, поэтому в первый момент включения ток затвора может оказаться и довольно большим (ток на заряд емкости затвора). С этим борются включением последовательно затвору токоограничителя.

Нагрузка питается пульсирующим напряжением, так как подключена через диодный мост VD5-VD8. Для питания электронагревательного прибора (паяльника, лампы накаливания) это подходит. Так как у пульсирующего тока отрицательная полуволна «вывернута» вверх, получаются пульсации с частотой 100 Гц Но они положительные, то есть, график изменения от нуля до положительного амплитудного значения напряжения. Поэтому регулировка возможна от 0% до 100%

Величина максимальной мощности нагрузки в этой схеме ограничена не столько максимальным током открытого канала VT1 (это 30А), сколько максимальным прямым током диодов выпрямительного моста VD5-VD8. При использовании диодов КД209 схема может работать с нагрузкой мощностью до 100W. Если нужно работать с более мощной нагрузкой (до 400W) нужно использовать более мощные диоды, например, КД226Г, Д.

На инверторах микросхемы D1 выполнен формирователь управляющих импульсов, которые открывают транзистор VT1 в определенной фазе полуволны. Элементы D1.1 и D1.2 образуют триггер Шмитта, а остальные элементы D1.3-D1.6 образуют умощненный выходной инвертор. Умощнить выход пришлось чтобы компенсировать неприятности вызванные скачком тока на заряд емкости затвора VT1 в момент его включения.

Система низковольтного питания микросхемы посредством диода VD2 разделена на две части, - собственно питающую часть, создающую постоянное напряжение между выводами 7 и 14 микросхемы, и часть представляющую собой датчик фазы сетевого напряжения. Работает это следующим образом. Сетевое напряжение выпрямляется мостом VD5-VD8, затем поступает на параметрический стабилизатор на резисторе R6 и стабилитроне VD9.

Регуляторы мощности переменного тока с фазоимпульсным управлением получили широкое распространение как в устройствах промышленной автоматики, так и в радиолюбительских конструкциях. Регулирующим элементом таких устройств является триодный тиристор, момент (угол) открывания которого регулируется подачей импульса или уровня напряжения на управляющий электрод,

а закрывание происходит в момент уменьшения тока, протекающего через тиристор, до нуля (при активной нагрузке - в момент перехода сетевого напряжения через ноль). Такое управление называется неполным, поскольку можно регулировать только угол открывания тиристора, а момент закрывания не регулируется. Разработанные в последние годы мощные полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET ) позволяют построить несложный ключ для коммутации переменного тока с полным управлением, т.е. открыванием и закрыванием ключа.

Схема регулятора мощности представлена на рис.1. Силовой ключ выполнен на транзисторах VT1, VT2, включенных встречно-последовательно. Наличие в каждом транзисторе внутреннего защитного диода, включенного параллельно каналу в обратной полярности (анодом к истоку, катодом к стоку), позволяет обеспечивать протекание тока в нагрузке при положительных и отрицательных полупериодах сетевого напряжения.

На трех логических элементах микросхемы DD1 выполнен генератор импульсов с регулируемой скважностью. Частота импульсов - около 2 кГц (значительно выше частоты сетевого напряжения). При наличии высокого уровня на выходе инвертора DD1.3 транзисторный ключ открыт, и ток протекает через нагрузку. При этом в положительный полупериод ток протекает через открытый канал транзистора VT1 и защитный диод транзистора VT2, а в отрицательный полупериод - наоборот, через защитный диод транзистора VT1 и открытый канал транзистора VT2. Если же на выходе DD1.3 - низкий уровень, то оба транзистора закрыты, и нагрузка обесточена. Временные диаграммы работы регулятора показаны на рис.2. Очевидно, что изменение скважности импульсов позволяет изменять мощность нагрузки от нуля до максимального значения, соответствующего полному напряжению сети.

Питание микросхемы DD1 производится от однополупериодного выпрямителя с параметрическим стабилизатором, собранным на элементах R2 VD3, VD4, С2 Следует обратить внимание, что стабилизатора напряжения соединен с истоками полевых транзисторов и с общим проводом микросхемы, поэтому напряжение на затворы транзисторов подается относительно их истоков

Преимущество данного способа регулирования мощности перед фазоимпульсным состоит в том, что коммутация нагрузки происходит со значительно большей частотой, чем в регуляторах на тиристорах, это позволяет регулировать мощность для малоинерционных нагрузок.

Указанные на схеме полевые транзисторы IRF840 имеют следующие параметры: ток стока - 8 А, максимальное напряжение между стоком и истоком - 500 В, сопротивление канала в открытом состоянии - 0,85 Ом, рассеиваемая мощность - 125 Вт. Эти транзисторы можно заменить на IRF740, IRFP450, IRFP460, IRFPC50, IRFPC60, IRFP350, IRFP360 BUZ80. Перед установкой в устройство следует убедиться, что транзистор имеет защитный диод (это легко сделать с помощью омметра). Максимальная мощность нагрузки определяется предельным током открытого транзистора, при этом мощность, выделяющаяся на открытом канале, не должна превышать предельно допустимую Частота генератора в случае необходимости может быть изменена подбором емкости С1.

Литература

1. Колдунов А Транзисторы MOSFET. - Радиомир, 2004, N4 С 26

2 Семенов Б.Ю Силовая электроника для любителеи и профессионалов - М. СОЛОН-Р 2001

А.ЕВСЕЕВ,

И. НЕЧАЕВ, г. Курск

Этот регулятор позволяет управлять количеством тепла, выделяемого электронагревательным прибором. Принцип его работы основан на изменении числа периодов сетевого напряжения, поступающих на нагреватель, причем включение и отключение происходят в моменты, близкие к переходу мгновенного значения сетевого напряжения через ноль. Поэтому регулятор практически не создает коммутационных помех. К сожалению, он не годится для регулировки яркости ламп накаливания, которые будут заметно мигать.

Схема прибора показана на рис. 1.

В качестве коммутирующих элементов в нем применены полевые транзисторы IRF840 с допустимым напряжением сток-исток 500 В, током стока 8 А при температуре корпуса 25 °С и 5 А при температуре 100 °С, импульсным током 32 А, сопротивлением открытого канала 0,85 Ом и рассеиваемой мощностью 125 Вт. Каждый транзистор содержит внутренний защитный диод, включенный параллельно каналу в обратной полярности (катодом к стоку). Это позволяет, соединив два транзистора встречно-последовательно, коммутировать переменное напряжение.

На элементах DD1.1, DD1.2 собран генератор импульсов регулируемой скважности, следующих с частотой приблизительно 1 Гц. На DD1.3, DD1.4 - компаратор напряжения. DD2.1 - D-триггер, a DD1.5, DD1.6 - буферные каскады. Гасящий резистор R2, диоды VD3 и VD4, стабилитрон VD6, конденсатор С2 образуют параметрический стабилизатор напряжения. Диоды VD5, VD7 гасят выбросы напряжения на затворах транзисторов VT1, VT2.

Временные диаграммы сигналов в различных точках регулятора показаны на рис. 2.

Положительная полуволна сетевого напряжения, пройдя через диоды VD3, VD4 и резистор R2, заряжает конденсатор С2 до напряжения стабилизации стабилитрона VD6. Напряжение на аноде диода VD4 представляет собой синусоиду, ограниченную снизу нулевым значением, а сверху - напряжением стабилизации стабилитрона VD6 плюс прямое падение напряжения на самом диоде. Компаратор на элементах DD1.3, DD1.4 делает перепады напряжения более крутыми. Сформированные им импульсы поступают на вход синхронизации (выв. 11) триггера DD2.1, а на его вход D (выв. 9) - импульсы частотой приблизительно 1 Гц с выхода генератора на элементах DD1.1, DD1.2.

Выходные импульсы триггера поданы через соединенные параллельно (для уменьшения выходного сопротивления) элементы DD1.5 и DD1.6 на затворы транзисторов VT1 и VT2. Они отличаются от импульсов генератора "привязкой" перепадов по времени к пересечениям сетевым напряжением уровня, близкого к нулевому, в направлении от плюса к минусу. Поэтому открывание и закрывание транзисторов происходят только в моменты таких пересечений (что и гарантирует низкий уровень помех) и всегда на целое число периодов сетевого напряжения. С изменением переменным резистором R1 скважности импульсов генератора изменяется и отношение длительности включенного и выключенного состояния нагревателя, а следовательно, и среднее количество выделяемого им тепла.

Полевые транзисторы можно заменить другими, подходящими по допустимым напряжению и току, но обязательно с защитными диодами. Микросхемы серии К561 при необходимости заменяют функциональными аналогами серии 564 или импортными. Стабилитрон Д814Д - любым средней мощности с напряжением стабилизации 10...15 В.

Большинство деталей прибора размещено на печатной плате из односторонне фольгированного стеклотекстолита, показанной на рис. 3.

При мощности нагревателя более 500 Вт транзисторы VT1 и VT2 необходимо снабдить теплоотводами.

Плату устанавливают в корпус из изоляционного материала, на стенке которого монтируют розетку XS1 и переменный резистор R1. На ось резистора обязательно насаживают ручку из изоляционного материала.

При налаживании регулятора проверяют напряжение на конденсаторе С2 во всем интервале регулировки мощности. Если оно заметно меняется, номинал резистора R2 придется уменьшить.
Радио №4 2005 год.

Симисторный регулятор мощности.

А.СТАСЬ

Дроссель L1 - любой помехоподавляющий, применяемый в подобного рода устройствах, соответствующий нагрузке. Можно, в принципе, обойтись и без него, особенно если нагрузка носит индуктивный характер. Конденсаторы CI, С2 - на напряжение не ниже 250 В. Диоды VD1...VD4 - любые кремниевые на обратное напряжение не менее 300 В.

Транзисторы VT1, VT2 - тоже, в принципе, любые кремниевые с соответствующим типом проводимости.

Данная схема работает с любыми типами симисторов на соответствующее напряжение. Самый мощный, что удалось испытать, был ТС142-80-10.

Радиолюбитель 8/97

Ступенчатый регулятор мощности.

К. МОВСУМ-ЗАДЕ, г. Тюмень

Предлагаемое устройство отличается доступными деталями при небольшом их числе и некритичности номиналов. Регулирование ступенчатое: 2/2, 2/3, 2/4, 3/7, 3/8, 3/9 и 3/10 полной мощности нагрузки.

Схема регулятора изображена на рис. 1.

Он состоит из узла питания (диоды VD2, VD6, стабилитрон VD1, резистор R3, конденсатор С1), узла управления (резисторы R1, R2, R4, R5, переключатель SA1, десятичный счетчик DD1, диоды VD3-VD5) и силового узла на полевом транзисторе VT1 и диодном мосте VD7-VD10, в него же входит резистор R6.

Предположим, переключатель SA1 установлен в положение 2/3. Во время первого положительного полупериода сетевого напряжения диоды VD2 и VD6 открыты. Ток, протекающий через стабилитрон VD1, формирует на нем импульс амплитудой 15 В с крутыми фронтом и спадом. Этот импульс через диод VD2 заряжает конденсатор С1, а через резистор R1 поступает на вход CN счетчика DD1. По фронту этого импульса на выходе 1 счетчика будет установлен высокий уровень, который через диод VD4 и резистор R4 поступит на затвор полевого транзистора VT1 и откроет его. В результате через нагрузку протекает положительная полуволна тока.

Во время отрицательного полупериода диоды VD2 и VD6 закрыты, но напряжение заряженного конденсатора С1 (далее его подзаряжает каждый положительный полупериод) продолжает питать счетчик DD1, состояние которого не изменяется. Транзистор VT1 остается открытым, и ток через нагрузку продолжает течь.

С началом следующего положительного полупериода уровень на выходе 1 счетчика станет низким, а на выходе 2 - высоким. Транзистор VT2, напряжение затвор-исток которого стало нулевым, будет закрыт, а нагрузка отключена от сети на весь период.

В третьем положительном полупериоде высокий уровень, установленный на выходе 3, поступит через переключатель SA1 на вход R счетчика, который немедленно перейдет в исходное состояние с высоким уровнем на выходе 0 и низким на всех остальных выходах. Напряжение, поступившее через диод VD3 и резистор R4 на затвор транзистора VT1, откроет его. По окончании этого периода цикл повторится. В других положениях переключателя SA1 прибор работает аналогично, изменяется лишь число периодов, в течение которых нагрузка подключена к сети и отключена от нее.

Регулятор почти не создает радиопомех, так как переключение счетчика, а с ним открывание и закрывание транзистора VT1 происходят в моменты, когда мгновенное значение сетевого напряжения очень близко к нулевому - оно не превышает напряжения стабилизации стабилитрона VD1. Резистор R6 подавляет выбросы напряжения, возникающие при коммутации индуктивной нагрузки, что уменьшает вероятность пробоя транзистора VT1.

Регулятор собран на печатной плате из односторонне фольгированного текстолита (рис. 2).

Она рассчитана на резисторы МЛТ и им подобные указанной на схеме мощности, причем номиналы резисторов могут в несколько раз отличаться от указанных. Конденсатор С1 - К50-35 или другой оксидный. Стабилитрон КС515Г можно заменить КС515Ж или КС508Б, диоды КД257Б - импортными 1N5404, а транзистор КП740 - IRF740.

Переключатель SA1 - галетный П2Г-3 11П1Н, из одиннадцати положений которого использовано только семь. Выводы переключателя соединяют гибкими проводами с не имеющими обозначений контактными площадками, расположенными на печатной плате вокруг микросхемы DD1.

Собранный прибор желательно проверить, подключив к сети через разделительный трансформатор с напряжением на вторичной обмотке 20...30 В и заменив реальную нагрузку резистором 1,5...3 кОм. Только убедившись в правильной работе, подключайте его к сети напрямую. После этого прикасаться к каким-либо элементам устройства (кроме изолированной ручки переключателя) опасно - они находятся под сетевым напряжением.

Регулятор проверен с нагрузкой мощностью до 600 Вт. Полевой транзистор VT1 благодаря малому сопротивлению открытого канала нагревается очень незначительно, тем не менее желательно снабдить его небольшим теплоотводом.

Несколько дней назад приобрёл маленькую дрель для сверления печатных плат, только вот вращается она, к сожалению, с постоянной частотой, а мне хотелось бы регулировать обороты этой дрели.

Покопался в интернете, нашел схему транзисторного регулятора напряжения для «весёлого блока питания» (Автор телеканал «Юность»)

Но -12 и +12 (если взять эти выводы из компьютерного блока питания) в сумме дадут 24В, а на выходе нашего регулятора имеем только 9В. Не порядок. Подумал я и решил подкинуть в схему еще один стабилитрон «Д814Б», такой же как и в нашей схеме на 9В, и включить его последовательно, то общее напряжения стабилизации будет ровняться 18В. А Этого напряжения вполне достаточно для нашей мини дрели..

И так, поехали, нам понадобится:
1 резистор 560 Ом
2 резистора на 1 КОм
1 подстроечный резистор на 10 Ком
1 транзистор МП42, можно и МП41 (я такой использовал)
1 транзистор П213
2 стабилитрона «Д814Б»
Паяльные принадлежности
Кусок текстолита (в моём случае обычный кусок пластмассы)
Провода
Плоскогубцы
Кусачки

Для начала изменим нашу схему, чтобы Вам было понятно, и чтобы самому не путаться

Вот, теперь мы имеем схему по которой будем собирать наше устройство..

Когда у нас есть схема и все нужные нам детали – можно смело приступать к сборке

Берём нашу пластмассу и делаем в ней дырочки для установки деталей

Далее устанавливаем детали на наш кусок пластмассы (текстолита)

Важно!! Транзистор П213 следует установить на радиатор и в месте с радиатором уже устанавливать на нашу схему. Провода лучше стазу зафиксировать термоклеем или эпоксидкой, потому что я при установке умудрился отломать вывод эмиттера

Далее просовываем провода от П213 в дырочки на другую сторону нашей конструкции

После чего собираем всё по схеме, и вот что у нас получается в конце