Мощные высокочастотные смесители. Двойной балансный смеситель SA612A

По схемному построению микроэлектронные смесители обычно делят на три типа: смеситель на одном диоде, так называемый одно-тактный смеситель. (ОС); балансный смеситель (БС) и двойной балансный смеситель (ДБС). Более сложные по функциональному назначению смесители рассматривать не будем.

Рис. 4.2. Схема смесителя: а - на одном диоде; б - балансного; в - ДБС по мостовой схеме; г - ДБС по схеме «звезда»

Схемы и показаны на рис. 4.2 . Конструктивно вывод ПЧ сигнала для схемы кольцевого типа выполнен с помощью конфигурации, названной и представляет собой комбинацию гибридного соединения и «четырехдиодной звезды» . Преимуществом схемы «звезда» (рис. 4.2, г) перед кольцевой (рис. 4.2, в) является наличие центрального узла (соединение четырех диодов), с помощью которого осуществляется непосредственное соединение с цепью ПЧ. Все три типа смесителей в значительно большей степени различаются по характеру спектра выходного сигнала, чем по электрической конфигурации их цепей. При преобразовании частоты возникают комбинационные составляющие, частоты которых лежат в полосе пропускания выходных фильтров смесителей, настроенных на ПЧ. На рис. 4.3 построена номограмма для определения возможных комбинаций гармоник сигнала и гетеродина

В табл. 6 приведены комбинационные частоты на выходе БС и Следует помнить, что подавление идет с использованием фазового принципа, поэтому его величина сильно зависит от балансности смесителей и правильного согласования диодов. В табл. 7 приведены параметры различных смесителей .

Рис. 4.3. Номограмма для определения возможных комбинаций гармоник в полосе полезной ПЧ

ДБС имеет следующие преимущества: уменьшение плотности гармоник входных сигналов и комбинационных частот в выходном спектрег увеличение динамического диапазона и максимально допустимой мощности; снижение требований к напряжению пробоя диода; исключение или ограничение требований к фильтрам благодаря развязке между всеми парами полюсов. Однако ДБС имеют и недостатки: например, возрастание требуемой мощности гетеродина на по сравнению с БС при отсутствии смещения; неудобное расположение диодов. Несмотря на эти недостатки, ДБС широко применяют. Рассмотрим характеристики ДБС .

Ширина полосы смесителя по схеме «звезда» в СВЧ диапазоне равна примерно двум октавам, но она обычно ограничена коротко-замыкающими четвертьволновыми шлейфами до октавы. На основе этой схемы изготовлены смесители с шириной полосы в октаву и развязкой между любыми парами полюсов не менее 20 дБ в диапазоне частот до и не менее 17 дБ в диапазоне На рис. 4.4. показаны основные характеристики смесителей в полосе частот от 1 до Комбинационные частоты в таком смесителе можно подразделить на два типа: сигналы с фиксированным и

(кликните для просмотра скана)

зависимым уровнями. Сигналы первого типа получаются при смешении гармоник гетеродина и входного сигнала: . Амплитуды этих сигналов остаются фиксированными относительно боковых частот первого порядка и на графиках зависимости выходной мощности от входной имеют тот же наклон, что и последние (рис. 4.5, а). Гармоники входного сигнала, смешиваясь с сигналом гетеродина или его гармониками, создают сигналы комбинационных частот с зависимыми уровнями, имеющими частоты Амплитуды этих сигналов по отношению к боковым частотам первого порядка зависят от уровня сигнала гетеродина. На графиках зависимости выходной мощности от входной имеют наклон, равный порядку гармоники входного сигнала Наиболее интересными из них являются частоты, кратные ПЧ, так как при широкой полосе входных частот они могут в нее попасть, например частоты где (рис. 4.5, б).

Как отмечалось, подавление в выходном спектре гармоник входных сигналов и сигналов на комбинационных частотах является одной из важнейших характеристик смесителя. Поэтому для обеспечения заданной величины подавления следует правильно выбирать схему смесителя, нагрузки на его полюсах, а также режим смещения постоянным током 185, 191. Хотя, с теоретической точки зрения, ДБС и обладают преимуществом, на практике при реализации смесителей в виде интегральных схем БС имеют лучшие характеристики, в частности, меньший коэффициент шума и КСВ. Это связано с трудностью реализации ДБС в интегральном исполнении, поэтому БС широко распространены в микроисполнении.

Рис. 4.4. Зависимость потерь коэффициента шума и развязки по схеме «звезда»

Рис. 4.5. Амплитуды сигналов комбинационных частот: а - с фиксированным относительно составляющей - соуровнем; с зависимым уровнем

Рассмотрим величины подавления комбинационных составляющих в БС для оценки эффективности их применения, когда требуется подавлять комбинационные составляющие частотного спектра. Выражения для подавления в частном случае, когда частота комбинационного сигнала где , приведены

в работе . Более общие выражения для расчета величины подавления комбинационных составляющих с частотой для БС получены в работе . На рис. 4.6, а показана эквивалентная схема в которой напряжения комбинационной частоты на выходах смесительных диодов (до схемы сложения); и - напряжения полезной ПЧ в тех же самых точках схемы; напряжения сигнала на входах первого и второго диодов; суммарные напряжения комбинационной частоты и полезной ПЧ на входе схемы сложения. Запишем формулу, связывающую величину подавления комбинационных составляющих в БС с величиной подавления этих же составляющих в ОС:

где - подавление в диоде данного смесителя; М - отношение коэффициента передачи по напряжению первого диода для выходной полезной промежуточной частоты к такому же коэффициенту второго диола; - отношение коэффициентов передачи для выходной комбинационной частоты;

Рис. 4.6. Эквивалентная схема балансного смесителя (а) и структурная схема фазового подавления зеркального канала (б)

Углы между векторами выходных напряжений

где - изменение фазы напряжения гетеродина (сигнала), вносимое нагруженным ответвителем ; изменение фазы напряжения от выхода ответвителя до входа диода; угол, учитывающий полярность включения диода. Величина подавления комбинаций только за счет балансности для следующих коэффициентов: характерных для реальных смесителей, составляет 13,4 дБ.

При проектировании смесителей необходимо учитывать способ полезного использования зеркальной частоты. Потери преобразования и коэффициент шума можно минимизировать правильным выбором реактивной нагрузки на суммарной и зеркальной частотах. Однако зачастую это очень трудно осуществить, особенно если зеркальная и сигнальная частоты близки. Существуют два способа решения этой задачи: использование частотно-избирательных цепей и использование фазовых соотношений между сигналами. Схема, собранная на основе первого способа, может работать в узкой полосе частот. Кроме того, если разность между зеркальной частотой и частотой

сигнала мала, то требуются очень высокодобротные фильтры с малыми потерями, которые трудно изготовить в интегральном исполнении. Известны примеры реализации таких схем, которые позволили получить потери преобразования вплоть до 3,5 дБ .

Следует отметить, что в смесителе существуют два сигнала на зеркальной частоте: сигнал, поступающий на вход смесителя с антенны, и сигнал, образующийся в смесителе за счет преобразования входного сигнала. Если по сигнальному входу на диод поступает внешний сигнал с частотой то, взаимодействуя с колебаниями гетеродина, образуется сигнал промежуточной частоты

Фаза этой не коррелирована с фазой полезного сигнала хотя по частоте ничем не отличается от полезного сигнала и является помехой, от которой нельзя избавиться без применения специальных мер.

Рассмотрим фазовые методы подавления зеркальной частоты, которые наиболее приемлемы для микроэлектронного исполнения смесителей. На рис. 4.6, б представлена структурная схема смесителя с подавлением зеркального сигнала, поступающего на вход смесителей . В схеме использованы два балансных смесителя, на которые сигнал подается через гибридное соединение 1, а сигнал гетеродина поступает через синфазный делитель мощности 2 без сдвига фаз. При этом на выходах смесителей достигаются такие фазовые соотношения между сигналами ПЧ, преобразованными от входных сигналов на зеркальной и несущей частотах, что при сложении на выходном гибридном соединении 3 имеем на одном выходном плече только сигнал ПЧ, полученный за счет преобразования сигнала несущгй, а на другом - сигнал зеркальной частоты, который поглощается согласованной нагрузкой. Опытный образец в полосе частот имеет коэффициент шума 10 дБ (включая коэффициент шума дБ) при мощности гетеродина и постоянном прямом смещении на диодах 0,1 В . Развязка между полюсами сигнала и гетеродина составляет более 16 дБ, а величина подавления сигнала по зеркальному каналу -20-25 дБ.

Интерес представляет схема малошумящего смесителя (МШС) с фазовым подавлением зеркального канала приема и с возвращением энергии зеркальной частоты возникающей в смесителе . Если требуется значительное подавление зеркальной частоты более 30 дБ, то используют смеситель с двойным преобразованием частоты, т.е. два последовательно включенных смесителя: первый «переносит» сигнал на высокую (первую) промежуточную частоту, на которой легко фильтрами подавлять зеркальную частоту, а затем второй смеситель преобразует высокую промежуточную частоту в низкую ПЧ, на которой идет дальнейшая обработка сигнала.

Смеситель на Si8901 с большим динамическим диапазоном
Повышает устойчивость к интермодуляции на КВ и УКВ, при пониженной мощности гетеродина

Ed Oxner, KB6QJ
(Из Ham Radio, March 1988, pp. 10…14)

Динамический диапазон радиоаппарата теснейшим образом связан с тем, насколько подавляются в его смесителе продукты интермодуляции, насколько хорошо смеситель справляется с большими уровнями сигналов и насколько мал уровень собственных шумов смесителя. Факт наличия усиления или потерь в смесителе является второстепенным, по отношению к выигрышу в величине динамического диапазона. На практике усиление при преобразовании, просто, перекладывает проблемы, связанные с динамическим диапазоном на последующие усилительные каскады. До сего времени, смесители, обеспечивающие более или менее достаточный динамический диапазон, требуют большого уровня напряжения гетеродина, как показано на сравнительном графике (Рис. 1).

Рис. 1. Сравнительный анализ двойных балансных смесителей

Популярный кольцевой двойной балансный диодный смеситель, показанный на Рис. 2, часто, в силу необходимой мощности гетеродина, приводит к компрессии входного сигнала, по крайней мере, на 6 дБ.

Рис. 2. Кольцевой диодный двойной балансный смеситель

Двойной балансный смеситель Si8901 фирмы Siliconix (Рис. 3) представляет собой монолитный кольцевой демодулятор, состоящий из четырёх полевых транзисторов с изолированным затвором (MOSFET), особенно подходит для работы в смесителях на КВ и УКВ диапазонах, где работая в режиме переключения (“цифровой” смеситель), он обеспечивает точку пересечения по составляющим интермодуляции третьего порядка до +37 дБм, при компрессии в 2 дБ и уменьшении чувствительности - в +30 дБм. Всё это – при мощности гетеродина всего лишь +17 дБм (50 мВт). Дополнительный выигрыш от малой мощности гетеродина в комбинации с высокой изоляцией сигнального и гетеродинного портов друг от друга - в двойном балансном смесителе: сигнал гетеродина меньше пролазит в сигнальные цепи. ИМС Si8901 выпускается в герметичном корпусе ТО-99, пригодна к применению в военной промышленности, также выпускается и в корпусе SO-14 для поверхностного монтажа, применима в радиолюбительских конструкциях везде, где требование большого динамического диапазона является желательным.

Рис. 3. Прототип коммутационного двойного балансного смесителя

Теория эффективности преобразования

В отличие от кольцевого диодного смесителя, коммутирующий смеситель базируется на переключающих свойствах четырёх полевых транзисторов, работающих в качестве смесителя. По сути дела, смеситель представляет собой пару ключей, реверсирующих фазу сигнала по закону, определяемому частотой гетеродина. В идеальном случае, при этом, ожидается отсутствие шумов. Поскольку полевые транзисторы (ПТ) в открытом состоянии имеют конечную величину сопротивления, эффективность преобразования выражается как потери. Эти потери заключаются в двух взаимосвязанных факторах: во-первых, сопротивлении сток-исток в открытом состоянии, относительно как к импедансу сигнальной, так и ПЧ цепей, во-вторых, в преобразовании сигнала на нежелаемые частоты.

Действие сопротивления сток-исток ПТ – rDS в открытом состоянии на импедансы сигнальной и ПЧ цепей (Rg и RL, соответственно), могут быть выведены из анализа эквивалентной схемы (Рис. 4), если принять форму напряжения гетеродина строго прямоугольной. Выражение 4/π² является мощностной функцией ряда Фурье в представлении идеализированных прямоугольных колебаний.

Рис. 4. Эквивалентная схема коммутационного смесителя(r on – сопротивление открытого канала ПТ, r off - закрытого)

Потери преобразования идеального смесителя с закороченными портами зеркального канала и суммарной частот (частота сигнала RF + частота гетеродина LO) могут быть выражены в сопротивлении сток - исток ПТ – rDS, Rg и RL следующим образом:

Если мы примем rDS = 0, а порты зеркального канала и суммарной ПЧ нагрузим резисторами, то минимально достижимые потери уменьшатся до:

После вычисления, получаем: Lc = -3,92 дБ. В практическом смысле нам необходимо добавить 3,92 дБ к результатам, полученным в уравнении (1) или на Рис. 5, чтобы получить реальные потери при преобразовании.

Рис. 5. Вносимые потери как функция от rDS, RL и Rg

Уравнение 1, предназначенное для расчёта при различных соотношениях Rg, RL и rDS (в проводящем состоянии) проиллюстрировано на Рис. 5 и показывает, насколько серьёзно влияет сопротивление открытых каналов полевых транзисторов на потери при преобразовании.

Интермодуляционные искажения

Несимметричный, одно-балансный и двух-балансный смесители различаются по их способности избирательно вырезать компоненты частоты помехи, как это обозначено в таблице 1.

Таблица 1

Сравнение модуляционных продуктов в одно-
и двух-балансных смесителях (до шестого порядка)

Одно-балансный смеситель	Двух-балансный смеситель
f1 + f2	f1 + f2
f1 + 3f2	f1 + 3f2
f1 + 5f2	f1 + 5f2
2f1 + f2
3f1 + f2	3f1 + f2
3f1 + 3f2	3f1 + 3f2
4f1 + f2
5f1 + f2	5f1 + f2

(Примечание к Таблице1: Как видно из таблицы, в одно-балансном смесителе присутствуют гармоники входного сигнала, поскольку этот тип смесителя балансируется только по напряжению гетеродина – UA9LAQ)

В большинстве применений смесителей, наиболее “страшными” продуктами интермодуляции (IMD) являются те, которые относятся к нечётным порядкам, а именно, к третьему (IMD3). Хотя диодный балансный смеситель представляет собой одно-балансный его тип, наиболее значимые интермодуляционные искажения в нём возникают при отклонении формы напряжения гетеродина от прямоугольной. Это явление можно обнаружить при пристальном изучении Рис. 6, который показывает влияние синусоидального напряжения гетеродина на изменение переходных характеристик.

Рис. 6. Действие синусоидальной формы сигнала гетеродина на линейность выходного сигнала ПЧ

Поскольку оптимальная по IMD работа требует, чтобы переключатели коммутационного смесителя работали в 50% цикле (это означает: полностью включены или полностью выключены на одинаковые промежутки времени), то необходимо напряжение смещения.

Walker [ 1 ] вывел формулу, показывающую предсказанное уменьшение уровня продуктов интермодуляции третьего порядка при подаче двухтонального сигнала, как функции времени нарастания и спада напряжения гетеродина:

Где: Vc – напряжение гетеродина (размах от пика до пика); Vs – пиковое напряжение сигнала; tr - время нарастания и спада напряжения гетеродина Vc; ω LO = 2πf LO, где f LO - частота гетеродина.

Уравнение (3) показывает, что при уменьшении Rg (которое в свою очередь уменьшает амплитуду напряжения Vs), уменьшается уровень интермодуляционных искажений, то же происходит и при повышении напряжения гетеродина Vc. Наконец, если мы можем обеспечить идеальную прямоугольную форму сигнала гетеродина, то мы получим отличный смеситель! Дополнительно, мы видим, что инжекция с “низкой” стороны более эффективна, чем с “высокой”. (Речь идёт, видимо, об низкоимпедансной инжекции напряжения гетеродина – UA9LAQ).

Дальнейшим подтверждением преимущества прямоугольной формы напряжения гетеродина, перед синусоидальной, является недостаток последней: в случае приближения полуволны, с интервалом в полупериод, к пересечению с нулевой отметкой, полевые транзисторы, по сути дела, теряют смещение, и серьёзная перегрузка по напряжению сигнала значительно усугубляет интермодуляцию. Воздействие на смещение затвора ПТ при синусоидальном управлении ясно видно на Рис. 6,7.

Рис. 7. Квадратичные характеристики, показывающие действие ключующего напряжения на возникновение искажений в режиме большого сигнала.

Таблица 2

Сравнение переменного напряжения на затворе ПТ относительно мощности гетеродина между нерезонансным и резонансным контуром с нагруженной добротностью = 14 (частота 150 МГц)

Мощность, мВт	Нерезонансное напряжение на затворе ПТ, В	Резонансное напряжение на затворе ПТ, В
	0,29
	0,33
	0,44	13,3

Строим смеситель

Базируясь на знаниях, полученных из анализа уравнения (3): низкое сопротивление источника, Rg и высокое напряжение гетеродина, Vc – являются идеальными условиями для смесителя. ИМС Si8901, используемая как смесительные ключи даёт в открытом состоянии сопротивление канала примерно 23 Ом при открывающем потенциале на затворе 15 В. При использовании популярного выходного трансформатора ПЧ 4: 1 для предусилителя со входным импедансом 50 Ом (RL / rDS ≈ 8), Рис. 5 предлагает наибольшую эффективность преобразования при Rg = 92 Ом. Это противоречит уравнению (3), которое показывает, что минимум интермодуляционных искажений соответствует минимально возможной величине Vs. Этот результат достигнут снижением Rg. Теперь становится ясно, что требуется выход из создавшегося положения. Либо мы отыскиваем условия для получения низких потерь при преобразовании и получаем, вместе с этим, низкий уровень шумов, либо обречены на генерацию повышенного уровня интермодуляционных искажений. К счастью, при большей отдаче от смесителя, динамический диапазон увеличивается из-за того, что несогласованный сигнальный порт имеет меньшее влияние на соотношение сигнал/шум, чем согласованный сигнальный порт на интермодуляционные искажения.

Устанавливаем величину ключующего напряжения

При использовании широкополосного трансформатора для передающих линий промышленного изготовления, характеристика диодного кольцевого балансного смесителя требует применения мощного гетеродина, для получения требуемого ключующего напряжения, чтобы удовлетворить условиям уравнения (3). Смесители на ПТ более ранних конструкций, для получения большого динамического диапазона, требовали ватты мощности гетеродина! [ 2 ]. Одним из очевидных средств получения большого напряжения ключевания является резонансный метод. Напряжение, получаемое на резонансном контуре, а, значит, и на затворах ПТ может быть высчитано как:

Где Р – мощность гетеродина, подводимая к резонансному контуру; Q – нагруженная добротность резонансного контура; Х – реактивное сопротивление затвора ПТ.

Поскольку ёмкость затвора ПТ зависит от приложенного напряжения, реактивное сопротивление зависит от приложенного напряжения возбуждения. Если всё оставить как есть, то это сильно уменьшит динамический диапазон смесителя по интермодуляции. Однако эта зависимость реактивного сопротивления от напряжения возбуждения может быть минимизирована комбинацией смещения на затвор и питания. Как мы видели из Рис. 6, напряжение смещения помогает получить необходимый 50% рабочий цикл, для получения оптимального уровня интермодуляции.

Таблица 2 и Рис. 8 дают интересное сравнение между резонансным питанием цепей затворов ПТ с нагруженной добротностью контура равной 14 и промышленным (широкополосным) питанием с использованием трансформатора с 50 на 200 Ом (100-0-100) 4: 1. Полный вид высоковольтного напряжения раскачки затвора можно увидеть на Рис. 9, который демонстрирует расчётную по уравнению (3) и измеренную величину интермодуляционных искажений.

Рис. 8. Влияние нагруженной добротности контура на напряжение на затворах ПТ (ключующее напряжение) в зависимости от мощности гетеродина

Разрабатываем смеситель

Достижение низкого импеданса источника малого сигнала может быть легко осуществлено применением широкополосного трансформатора 1: 1 Т1 – 1Т фирмы Mini-Circuits. Подобным же образом и по ПЧ хорошо себя зарекомендовал трансформатор Т4-1 (4: 1). Принципиальным отличием является осуществление резонансного питания затворов ПТ, которое подразумевает необходимость хорошего знания, как самой микросхемы, так и её действующей ёмкостной нагрузки. В технических данных на микросхему указано её типовое значение равное 4,4 пФ. Для осуществления хорошей изоляции между портами смесителя, критичной является симметрия схемы и монтажа. Если резонансный контур питается от несимметричного выхода гетеродина (коаксиальный кабель), то симметрию может обеспечить симметрирующий трансформатор (см. полную схему смесителя на Рис. 3).

Рис. 9. Действие величины ключующего напряжения на уровень интермодуляционных искажений

Работа коммутационного смесителя Si8901

Последующие испытания были проведены в диапазоне частот 2…30 МГц:

• эффективность преобразования (потери)
• двухтоновые испытания, определение точки пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка
• уровень компрессии
• уровень снижения чувствительности (запирание, десенситация)
• коэффициент шума

Потери при преобразовании и получаемая точка пересечения нанесены на Рис. 10, как функция мощности “раскачки” смесителя от гетеродина.

Рис. 10. Точка пересечения и потери при преобразовании

Компрессия (сжатие динамического диапазона) в 2 дБ и уровни десенситации противодействуют друг другу, чего следует ожидать, основываясь на величине мощности раскачки смесителя от гетеродина в +17 дБм, напомним, что эффективная работа смесителя зависит от величины напряжения на затворах ПТ, а не от возбуждения затвора, выраженного как мощность. Оба параметра были измерены при уровнях + 30 дБм. Уровень однополосного шума составил 7,95 дБм.

Если разработчик смесителей последует концепции, изложенной в этой статье, ИМС Si8901 фирмы Siliconix позволит получить самый высокий динамический диапазон по отношению ко всем имеющимся современным смесителям. Достижение высокого управляющего напряжения резонансным методом, отнюдь не означает, что смеситель узкополосен. Перестройку контура можно осуществить многими из известных способов, например, электронным способом с помощью варикапов. Подразумевается, что резонансный контур может быть выходным для электронно-управляемой симметричной схемы гетеродина.

Литература:

1. H.P. Walker, “Sources of Intermodulation in Diode-Ring Mixers”, Radio and Electronic Engineer, Vol. 46, No. 5, May 1967, pp. 247…255.
2. R.P. Rafuse, ”Symmetric MOSFET Mixers of High Dynamic Range”, Digest of Technical Papers, 1968 International Solid-State Circuits Conference, p. 122…123.

Следует отметить, что преобразователи на полевых транзисторах с изолированными затворами, размещёнными на одной подложке, весьма эффективны. Примером может служить популярный ныне смеситель на ИМС К590КН8А. Вот работает ли он, так как нужно, на 150 МГц – вопрос? Думаю, что переведённая статья поможет конструкторам грамотно подойти к конструированию таких важных узлов приёмопередающей аппаратуры, каким является смеситель. – UA9LAQ.

Свободный перевод с английского: Виктор Беседин (UA9LAQ)[email protected]
г. Тюмень декабрь, 2004 г

Преимущества данного смесителя перед ранее опубликованными схемами на диодах и полевых транзисторах в пассивном режиме заключаются в низком уровне собственных шумов, высокой чувствительности и более высоком коэффициенте преобразования (до +12 дБ против -7,8 дБ у пассивных смесителей). Этот фактор позволяет обойтись без применения УВЧ в тракте приема и тем самым расширить динамический диапазон по интермодуляционным составляющим третьего порядка. Смеситель обладает чувствительностью не хуже 0,5 мкВ и динамическим диапазоном по интермодуляционным составляющим третьего порядка (при измерении с разносом частот 10 кГц) не хуже 106 дБ. Подавление прямого канала «вход-выход» не хуже 46 дБ. Этот параметрво многом зависит от подбора пар транзисторов и симметрирования согласующего контура. При качественном изготовлении и настройке достигается уровень 56-60 дБ. Избирательность по соседнему каналу зависит от характеристик кварцевого фильтра.

Смеситель изготовлен по балансной относительно сигнального входа схеме на двух биполярных СВЧ транзисторах КТ610А, в цепи отрицательной обратной связи по току которых установлены два полевых транзистора КП307А. Для обеспечения оптимального режима работы на затворы этих транзисторов подается запирающее напряжение около -2,5 В. Сигнал удвоенной частоты гетеродина поступает на вход делителя на микросхеме КР1554ТМ2 (аналог 74АС74).
Применение этого триггера позволяет получить меандр, необходимый для ключевого режима полевых транзисторов, без использования дополнительного дифференциального усилителя. В коллекторную цепь транзисторов КТ610А включен контур, выполняющий функции симметрирования каскада и согласования сопротивлений смесителя и кварцевого фильтра. На выходе кварцевого фильтра установлен контур, позволяющий наиболее оптимально согласовать фильтр с первым каскадом УПЧ, и прекрасно зарекомендовавший себя в различных конструкциях каскад усиления промежуточной частоты на малошумящем и дешевом двухзатворном полевом транзисторе КП327А.

На второй затвор VT5 подается управляющее напряжение АРУ/РРУ.
Рисунок печатной платы смесителя и расположение элементов показаны на рис.2. В смесителе использованы резисторы МЛТ-0,125 и МЛТ-0,25, конденсаторы КМ-4, КМ-5 и КМ-6, катушки Ж6 мм от телевизора «Юность», сердечники из латуни М4х10, дроссели L1 и L4 ДМ-0,1. Их можно заменить любыми другими с индуктивностью 20-100 мкГн и током до 50-100 мА. Вместо транзисторов КП307А можно применить любые из серий КП302 или КП303. Хорошие результаты получались с транзисторами КП302Б. Вместо КТ610А можно использовать КТ368А, но при этом заметно снижается динамический диапазон. Не эквивалентной заменой КП327А являются транзисторы КП306 и КП350. В кварцевом фильтре можно применить любые малогабаритные резонаторы на частоты 5-9 МГц. При выборе промежуточной частоты необходимо учитывать чистоту спектра с рис. 1 учетом комбинационных составляющих продуктов преобразования в основном канале приема. Автор использовал восьмирезона- торный фильтр Чебышева из кварцев РГ05 на частоту 8867,238 кГц.

(Из австралийского журнала "AmateurRadio" за апрель 1988 г)
Lloyd Butler, VK5BR

Введение

Стоит только взглянуть на выход смесителя с помощью анализатора спектра, чтобы понять, чтосмеситель является сложным устройством. Ниже будут рассмотрены некоторые принципы смешения и смесительные устройства.

В современной аппаратуре можно обнаружить множество смесительных каскадов. Они известны как устройства, которые, при подаче на них сигналов двух частот, дают дополнительные сигналы, равные по частотам сумме и разности подаваемых на смеситель сигналов. Одна из вновь образованных компонент выделяется настроенным полосовым фильтром (резонансным контуром) и подаётся для обработки далее. Не следует забывать, что остальные компоненты, как входные, так и полученные, также, присутствуют в той или иной степени в выходном сигнале смесителя, они никуда не девались, а просто были уменьшены по амплитуде при селекции. (Следует отметить, что входные сигналы, будучи поданными на нелинейное устройство, каким является смеситель, образуют собственные гармоники, которые тоже взаимодействуют, как между собой, так и с исходными сигналами, подаваемыми на смеситель, получаемые суммарные и разностные сигналы, взаимодействуют как друг с другом, так и с исходными сигналами, их гармониками и комбинационными сигналами, полученными в результате взаимодействия уже вторичных сигналов: каждый сигнал взаимодействует с каждым, давая всё новые и новые частоты, так что на выходе нелинейного смесителя присутствует целый спектр частот с разными амплитудами, задача конструктора заключается в подавлении входных сигналов (балансное смешение по входу), двухбалансные схемы с резонансными элементами на выходе способствуют той или иной степени подавления и нежелательных выходных сигналов смесителя – UA9LAQ).

Все виды встречающихся проблем могут быть заключены в самом процессе смешения и, если Вы занимаетесь конструированием собственной аппаратуры, глубокое изучение процесса смешения Вам не помешает. Ниже делается попытка исследования основных принципов смешения.

Принципы смешения

Если два сигнала с разными частотами подать на линейное устройство (например, идеальный усилитель), то они появятся на его выходе, как ни в чём не бывало, - на своих частотах. Чтобы смешать два сигнала, нам необходимо устройство с “изогнутой” или нелинейной характеристикой, например, такой, как показано на Рис. 1. На диаграмме показан низкоуровневый сигнал f1 с рабочей точкой, установленной для двух положений: Aи B. Отметьте, что выходной уровень fi намного больше в точке В, чем в случае установки в точку А. Теперь взгляните на Рис. 2. На этой диаграмме мы сдвинули рабочую точку, установив её между А и В, вторым высокоуровневым сигналом fo, модулирующим амплитуду сигнала fi. Слово "модулирующий" здесь использовано не в совсем строгом его значении для наглядности, предположим, что сигнал fiявляется несущей, а сигнал fo– модулирующий со звуковой частотой, получаем то, что называется амплитудной модуляцией. Мы наглядно показали, что амплитудная модуляция является таким же процессом, как и смешение, суммарные и разностные компоненты, по отношению к модуляции составляют боковые полосы.

Следующее наблюдение следует сделать относительно уровней сигналов fi и fo. Сигнал fo имеет больший уровень, следовательно, он больше подвержен образованию гармоник частоты fo, генерируемых вследствие нелинейности характеристики смесителя. Сигнал fi сохраняется достаточно на низком уровне и занимает небольшую часть характеристики, которая, в первом приближении, может рассматриваться как прямая, указывая на то, что уровень гармоник сигнала fiбудет небольшим. Это нормальный способ эксплуатации смесителя приёмника, где fi – входной сигнал, а fo - сигнал местного гетеродина. Величина сигнала на входе поддерживается на небольшом уровне, чтобы минимизировать образование гармоник и интермодуляционных продуктов с другими источниками сигнала и гармониками fi, обусловленными кривизной характеристики смесителя. Обэтом в нижеследующих параграфах.

Мультипликация (перемножение)

Вернёмся к обсуждению Рис. 2, процесс смешения есть математически частный случай перемножения. Действующая амплитуда сигнала fi перемножается на действующую амплитуду сигнала fo, отсюда результирующие компоненты называются продуктами. Всё, конечно, выглядит конфузно, поскольку мы знаем, что получаемые на выходе смесителя частоты равны сумме и разности частот подводимых к смесителю сигналов. Но нужно понимать, что перемножаются только действующие амплитуды, а не частоты, а само явление может быть объяснено одним из хорошо известных тригонометрических тождеств:

sin(A) sin (B) = (1/2) cos(A + B) - (1/2) cos(A - B) ... (1)

Мы можем выразить действующую амплитуду f1 и foследующим образом:

Ai.sin(2π.fi.t) и Ao.sin(2π.fo.t),

где Aiи Ao- их соответствующие амплитуды и t = время.

Перемножая их с заменой в тождестве (1), мы получаем следующее:

Ai.sin(2π.fi.t).Ao.sin(2π.fo.t)= (1/2)AiAo{cos- cos}

Можно видеть, что две новые функции косинуса (fo + fi) и (fo - fi) сформированы для замены суммарной и разностной частот. Конечно же, косинусоида - та же самая синусоида, но сдвинутая по фазе на 90 градусов.

Продукты смешения

На выходе смесителя присутствуют намного больше компонентов, чем просто суммарная и разностная от входных. Чтобы проиллюстрировать это на спектроанализаторе, соберём простую смесительную схему на германиевом диоде (Рис. 3.) Сигнал fo напряжением 1 Врр подан параллельно диоду, что достаточно, чтобы сдвинуть его рабочую точку по кривой вольт-амперной характеристики диода, а сигнал fi имеет уровень менее 0,1 Врр. Выбор частот в 150 и 200 кГц для fi и fo, соответственно, не имеет какого-либо значения, кроме демонстрационного.

Рис. 3. Простой диодный смеситель

Рис. 4. Частотный спектр простого диодного смесителя
(Напряжения на диоде: fo = 1 Вpp, fi = 0,1 Вpp)
Ось Y - 10 дБ на деление.

Рис. 4 в трёх частях показывает выход смесителя, когда на него поданы сигналы с частотами или foили fi и когда эти сигналы поданы одновременно для смешения. Отметьте высокий уровень гармоник от сигнала fo, по сравнению с сигналом fi. Гармоника 2foсоставляет величину лишь на 20 дБ меньшую, чем fo, тогда как гармоника 2f1 на 45 дБ ниже f1, а более высокие гармоники fi ещё менее заметны. Отметьте также, что на выходе смесителя, при смешении, образуются не только суммарные и разностные частоты от fi и fo, но и суммарные и разностные продукты от fo. (если быть более строгим, то тоже самое образуется и от частоты fi, но уровень этих продуктов намного ниже и зачастую относится к шуму – UA9LAQ).

Если комбинационные продукты нежелательны, то опасность их и степень подавления зависит от того, насколько близко они расположены к требуемой (суммарной или разностной) частоте, отсюда зависит и полоса пропускания фильтра, следующего за смесителем, с помощью которого будет выделяться сигнал необходимой частоты после смешения. Допустим, что мы собрались использовать выходную суммарную компоненту (fo + fi), тогда ближайшие к ней комбинационные частоты более высоких порядков будут: (fo - fi) и 3(fo - fi). Учитывая, что их уровень невысок, они не составят большой проблемы. На что следует обратить внимание, так это на высокий уровень сигнала с частотой fo, проще: сигнала гетеродина, который на 36 дБ выше комбинационной компоненты (fo + fi) - суммарного сигнала ПЧ, и на 2fo, прилегающую к (fo + fi) и имеющую уровень на 16 дБ выше её.

На Рис. 5 показано, что произойдёт, если мы увеличим уровень сигнала fi до уровня fo. Уровни получаемых суммарной и разностной компонент подрастут, как и уровни других продуктов, плюс (теперь уже с заметным уровнем) появятся суммарные и разностные продукты гармоник частоты fi.

Рис. 5. Простой диодный смеситель
(Напряжения на диоде: fо = 1 Врр, fl = 1 Врр)
Ось Y - 10 дБ на деление.

Из-за конкретно выбранных частот 200 и 150 кГц, выбранных для foandfi, некоторые гармоники и комбинационные сигналы совпадают по частотам (увеличивая наложением амплитуду этих компонент – UA9LAQ), что очевидно из Рис. 5. (Например, 2foи (4fi - fo) совпадают на частоте 400 кГц). Это проиллюстрировано на Рис. 6, где f1 сдвинута вниз к 115 кГц, обнажая ещё много компонентов, включая (4f1 - fo), которая теперь расположится на частоте 260 кГц.

Рис. 6. Простой диодный смеситель.
(Напряжения на диоде: fo = 1 Вpp, fi = 1 Вpp)
fi изменена на 115 кГц
Ось Y– 10 дБ на деление.

Если взять проблему присутствия сигнала foна выходе смесителя с уровнем 35 дБ выше необходимой комбинационной компоненты, например, суммарной: (fo + fi), то можно применить балансный смеситель и нивелировать эту входную компоненту. Для демонстрации этого блок промышленного двухбалансного смесителя типа СМ1 (Рис. 1) был установлен на испытательный стенд, и на него были поданы сигналы с теми же частотами 200 кГц (fo) и 150 кГц (f1). Полученный спектр показан на Рис. 8. Видно, что теперь уровень обоих сигналов и f1 и fo находится ниже уровня комбинационной суммарной компоненты (fo + fi) на 35 дБ. Балансные смесители рассмотрены ниже.

Рис. 7. Двойной балансный кольцевой смеситель типа CM1.

Рис. 8. Частотный спектр двойного балансного смесителя.

Виды смешения

Смесители можно классифицировать на работающие в непрерывном нелинейном режиме (Рис. 2) и ключевые.

Типичным смесителем первого типа является схема на двухзатворном полевом транзисторе, показанная на Рис. 9. У ПТ – квадратичная характеристика, которая с успехом может быть применена для смешения. Из-за высоких входных импедансов ПТ требуют небольшой входной мощности, отдельные затворы обеспечивают хорошую развязку между двумя смешиваемыми сигналами.

Рис. 9. Смеситель на двухзатворном полевом транзисторе с изолированными затворами в непрерывном нелинейном режиме.

Большинство смесителей на биполярных транзисторах и лампах работают в непрерывном нелинейном режиме. По сравнению с квадратичной характеристикой ПТ, биполярные транзисторы и полупроводниковые диоды имеют экспоненциальные характеристики, а вакуумные лампы подчиняются закону степени 3/2 (Для ясности оставляю предложение из оригинала полностью: By comparison to the square law of the MosFET, the bipolar transistor and the semiconductor diode have an exponential characteristic and the vacuum tube a 3/2 power law. – UA9LAQ).

Квадратичная характеристика ПТ больше приемлема потому, что генерация гармоник, при ней, теоретически, ограничена вторым порядком. Этоможетбытьустановленодругимизвестнымтригонометрическимтождеством:

cos(2A) = 1- 2sin 2 A и

Sin 2 A = (1/2) (1 + cos(2A))

Отсюда, если возвести в квадрат входную компоненту f, выраженнуюкак Af.sin(2π.f.t), то мы получим:

2 = (1/2)Af 2

У нас получится частота - 2f (вторая гармоника), другие отсутствуют. Это также означает, что в нашем квадратичном смесителе продукты высших порядков ограничены третьим порядком: (2fo+ fi) и (2fi+ fo).

Чтобы сравнить с этим экспоненциальный закон характеристики биполярного транзистора или диода, мы можем продлить экспоненциальную функцию, используя последовательность Тейлора (Taylor series):

e x = 1 + x + x 2 /2! + x 3 /3! + x 4 /4! etc.

Подставим x = sin (2π.f.t) и мы получим следующее:

sin(2π.f.t), sin 2 (2π.f.t), sin 3 (2π.f.t), sin 4 (2π.f.t) , и в действительности, все мощности, равные sin(2π.f.t).

Мы видели, что синусоидальный, возведённый в квадрат, сигнал даёт вторую гармонику, теперь исследуем компоненту синусоидальный сигнала, возведённого в куб (у кубической характеристики – экспоненциальный вид – UA9LAQ). Для этого используем третье тригонометрическое тождество:

sin(3A) = 3sinA - 4sin 2 .3A

Преобразование формы даст:

sin 3 A = (3/4)sinA - (1/4)sin(3A)

Подставляя 2π.f.t = A, получим sin , вытекающее из определения куба синусоиды экспоненциальной функции, что подтверждает генерацию третьей гармоники.

Не вдаваясь в другие математические подробности, мы можем предсказать, что складывается закономерность, в которой каждая прибавляемая мощность sin(2π.f.t) даёт соответствующее приращение порядка гармоник. Приняв это за истину, можно сделать вывод, что экспоненциальная характеристика биполярного транзистора или полупроводникового диода, способствует генерации гармоник всех порядков, в сравнении с квадратичной характеристикой ПТ с изолированным затвором, которая способствует появлению только второй гармоники.

Ключевые смесители

Вторыми в классификации рассмотрим ключевые смесители. Эти смесители работают переключением входного сигнала (f1) из одного состояния в другое (включено-выключено) в течение каждого полупериода управляющего сигнала (fo). Рис. 7 показывает двухбалансный ключевой смеситель, в котором диоды служат переключателями. Диоды попарно открываются, в зависимости от полярности прилагаемого к ним напряжения с частотой fo и это переворачивает каждый раз фазу f1. Процесс переключения проиллюстрирован на Рис. 10 и 11: на первом показан случай, когда частота fi выше, чем fo, на втором - fi ниже fo. Сигнал, fi, в действительности перемножается на прямоугольные импульсы с частотой следования fo, с соответствующей амплитудой и даёт следующие основные и гармонические компоненты:

(4/π) ----------------(2)

Это означает, что fi перемножается с основной частотой fo и всеми её нечётными гармониками. (Отметьте, что идеальные прямоугольные импульсы не содержат чётных гармоник).

Ситуация упрощается, так как прямоугольные импульсы имеют только два состояния (по амплитуде, и в идеале – UA9LAQ), единица и минус единица (логические уровни – UA9LAQ), так что, чтобы умножить на fi, необходимо перемножить fiи на единицу и на минус единицу, что означает переворот фазы fi, при каждой смене полярности fo.

Смеситель определяется как двухбалансный, поскольку оба входных сигнала сбалансированы (взаимно уничтожены – UA9LAQ) относительно выхода. Подавление уровня входных сигналов предварительно упомянуто и проиллюстрировано на Рис. 8.

Рис. 10.
Двойной балансный смеситель. Коммутация сигнала с частотой f1 сигналом с частотой fo (fi выше fo).

Рис. 11.
Двойной балансный диодный смеситель. Коммутация сигнала с частотой fi сигналом с частотой fo (fiниже fo).

Другим типом диодного ключевого смесителя является однобалансный полукольцевой, показанный на Рис. 12. В этой схеме диоды включаются и выключаются во время противоположных полуволн сигнала (напряжения) частотой fo, как показано на Рис. 13. В этом случае, мы не можем сделать заключение, что сигнал частотой fi (и амплитудой Ai) перемножается на прямоугольные импульсы с частотой следования fo и с амплитудой в единицу, речь пойдёт о сдвиге по постоянному току с амплитудой в единицу. Однако, перемножаявходныесоставляющие, получимследующийрезультат:

Ai.sin(2π.fi.t).(1 + [последовательность прямоугольных импульсов (2)])

Сдвиг по постоянному току заменён единицей и, умножая это на Ai.sin (2π.fi.t), заменяющее сигнал частотой fi, мы и получим сигнал той же частоты fi, отсюда, fi - не сбалансирован относительно выхода этого смесителя. Напротив, сигнал переключения частотой fo - сбалансирован, а отсюда и название смесителя – однобалансный.

Рис. 12. Однобалансный смеситель (полукольцо).

Рис. 13. Однобалансный диодный смеситель.
(fi перемножается переключающим напряжением fo, амплитуда сигнала равна амплитуде переключающего напряжения).

Выход

Степень изоляции входного сигнала в балансном смесителе определяется тщательностью балансировки трансформатора и согласованием диодов. На заре эры полупроводников, некоторые телефонные системы использовали купруксные выпрямители. Современные же сбалансированные смесительные модули, которые подходят и для применения на УКВ и СВЧ, включают в себя быстродействующие диоды, характеризующиеся малым напряжением на них в проводящем состоянии, малым обратным током, малой величиной собственной ёмкости и очень высоким значением максимально применимой частоты.

Диоды всех типов имеют “изогнутую” характеристику включения (начальный участок) и, тем не менее, могут, жёстко управляемые сигналом fo, работать в частично непрерывном нелинейном режиме. В спектре балансного смесителя, показанном на Рис. 8, чётные гармоники fo ясно показывают, что отсутствует идеальное переключение по закону прямоугольных импульсов.

Диодные балансные смесители работают очень хорошо, но обладают скорее потерями преобразования, чем усилением. Они также являются устройствами с низким импедансом и требуют для работы с ними низкого импеданса источника схем “привязанных” к ним. Из-за этих характеристик диодов, часто используются активные смесители на биполярных или полевых транзисторах. Эти смесители имеют усиление при преобразовании и могут работать со схемами “обвязки”, имеющими более высокий импеданс.

Схема активного балансного смесителя, построенного автором для использования в трансивере, показана на Рис. 14. В этом случае, SSB сигнал смешивался с несущей, имеющей частоту 21 МГц для получения ПЧ в 17 МГц (преобразование вверх). Спектр этого смесителя показан на Рис. 15. Этот смеситель работает в непрерывном нелинейном режиме, сигнал fo заставляет напряжение на затворах изменять ток стока в большой части характеристики зависимости тока стока от напряжения на затворе. Точный баланс усилений транзисторов достигается дифференциальной регулировкой (подстройкой) токов стоков потенциометром, регулирующим смещение в цепи истоков.

Рис. 14. Балансный смеситель на ПТ.
T1 -10 витков тройным проводом на кольце Рhilips 97120, μ = 2300
T2 - 8 витков тройным проводом на кольце Рhilips 97160, μ = 120

Рис. 15.
Спектральный анализ балансного смесителя на ПТ.

Активные балансные смесители могут работать также в ключевом режиме, в который их можно перевести увеличением уровня сигнала fo до точки, где выходной ток переключается между двумя уровнями: нулевым (выключено) и током насыщения (включено). В каком режиме работать смесителю определяется уровнем напряжения foи в некоторой степени установкой начального смещения входа.

Смешение при преобразовании вверх и вниз

Вы можете задать вопрос: где преимущественно применяется балансный смеситель по отношению к небалансному? Один ответ на вопрос лежит в том, насколько сложно удалить опорную частоту настройкой или фильтрованием. В случае, показанном на Рис. 14, несущая с частотой 21 МГц расположена достаточно близко к выбранной компоненте - частоте ПЧ 17 МГц, и выбрана балансная схема, так как, в противном случае, возникает опасность появления остаточного (опасного) уровня сигнала опорной частоты (частоты гетеродина) в выходном сигнале (ПЧ).

Такое же частотное преобразование, наоборот, требуется, когда 17 МГц преобразуется в ПЧ 4 МГц с использованием напряжения гетеродина той же частоты 21 МГц. В этом случае, однако, частота 21 МГц отстоит далеко от ПЧ 4 МГц и может быть легко отфильтрована, а в качестве смесителя можно использовать обычную схему смесителя на двухзатворном ПТ, показанную на Рис. 9.

Следует сделать особое ударение на том, что балансный смеситель желателен во всех случаях с преобразованием вверх, как это обычно делается в SSB передатчиках, преобразование вниз, которое встречается большей частью в приёмниках, менее критично к этому требованию. Другим примером применения балансного смесителя является амплитудный модулятор, который даёт на выходе двухполосный сигнал с подавленной несущей. Сигнал f1 является здесь звуковым (от микрофонного усилителя), а сигнал несущей (опорной частоты) fo балансируется (подавляется). В этом случае, смеситель обычно называется балансным модулятором. Вспомните, мы уже упоминали ранее, что смешение и амплитудная модуляция являются одним и тем же процессом. Балансный модулятор является первым каскадом в SSB – передатчике, где получаются две боковые полосы сигнала, одна из которых позднее удаляется избирательным фильтром.

Продукты интермодуляции

Поскольку наше смесительное устройство работает в нелинейном режиме для выполнения функции смесителя, то оно генерирует и интермодуляционные продукты от нежелательных сигналов, попадающих на его вход. Продукты могут возникать как результат смешения нашего сигнала fi (который мы теперь будем называть f1) с другим сигналом f2 или в результате смешения совершенно разных сигналов f2 и f3. Наиболее “беспокоящими” являются для нас, так называемые, продукты третьего порядка (2f1-f2) или (2f2 - f1). Они наиболее опасны потому, что являются ближайшими по частоте продуктами интермодуляции к f1.

Примем частоту требуемого сигнала f1 равной 14,200 МГц, а другой сигнал f2 имеет частоту 14,300 МГц. В этом случае, продукты третьего порядка будут иметь частоты 14,100 и 14,400 МГц. Предположим также, что имеется и третий сигнал С на частоте 14,400 МГц и вычислим продукты интермодуляции третьего порядка от f2 и f3, т. е., (2f2 - f3) и (2f3 - f2). Из этого мы получим 14,200 и 14,500 МГц, первое значение совпадает с частотой необходимого принимаемого сигнала f1, что явится причиной помехи.

Интерференционные помехи могут составлять серьёзную проблему и поэтому одним из параметров смесителя является уровень его продуктов третьего порядка на выходе относительно уровня необходимой суммарной или разностной компоненты.

Точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка

Выше было упомянуто, что для уменьшения уровня интермодуляционных составляющих, необходимо иметь входной сигнал fiна низком уровне. Исследуем это утверждение:

Предположим, что мы подвели два синусоидальных сигнала с одинаковой амплитудой ко входу нелинейного устройства. Заметим уровни и увеличим их в 3,16 раза (или на 10 дБ). Из-за нелинейности увеличение на выходе будет не таким, как на входе, однако, выходной спектр может быть пересчитан в компоненты, состоящие из двух основных частот f1 andf2, и другие компоненты, которые можно анализировать отдельно. Сигналы основных частот должны возрастать линейно, иначе, они не будут основными, отсюда их выходные напряжения должны возрастать на строго предложенную относительно входа величину (т. е., 3.16). Другие компоненты будут описаны иными уравнениями.

Ранее мы обращались к тригонометрическому тождеству: cos(2A) - 1/2(sin**2A) и показывали, что компоненты второй гармоники ассоциируются с функцией квадрата синусоиды, отсюда мы можем сделать вывод, что компоненты второй гармоники 2f1 и 2f2 следуют функции квадрата входного уровня. Конечно же, в нашем случае, нам более интересен уровень продуктов третьего порядка, результаты перемножения 2f2 на f1 и 2f1 на f2. При fiи f2, одинаковых по амплитуде, результат будет таковым, что продукты третьего порядка (2f2 - f1) и (2f1 - f2) будут следовать кубической зависимости относительно входных уровней. Если свести наше изменение в 3,16 раза в таблицу в децибельном виде, то мы получим следующее:

Изменение входного уровня - 20 LOG 3.16 - 10 dB

Изменение выходного уровня основных частот - 20 log 3.16 = 10 dB

Изменение выходного уровня продуктов третьего порядка = 20 log 3.16**3 = 30 dB

(Знаки привожу как в оригинале – UA9LAQ).

Поскольку интермодуляционные продукты возрастают по кубическому закону изменения входных уровней, в противоположность линейному для основных сигналов, то чем выше уровень входных сигналов, тем больше будет соотношение между уровнем продуктов интермодуляции и основных сигналов. Теоретически существует точка, где уровень продуктов интермодуляции сравняется с выходным уровнем основных сигналов. Эта точка называется точкой пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка и часто приводится в характеристиках на смесители.

Чтобы измерить эту точку, соберём стенд, показанный на Рис. 16. Два калиброванных сигнал-генератора с одинаковым уровнем сигнала подключены ко входам смесителя, на вход смесителя подключен калиброванный спектроанализатор. Поскольку устройство – смеситель, то и основные и продукты третьего порядка сдвинуты по частоте на значение (частоту гетеродина). В случае, на Рис. 16, действующие выходные компоненты: необходимый сигнал ПЧ (fo - f1) и компоненты третьего порядка и

Рис. 16.
Испытательный стенд для исследования смесителей.

Рис. 17. Характеристика работы смесителя на 3N140. Показана точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка.
DR = динамический диапазон по уровню неразличимых продуктов интермодуляции.

На Рис. 17 показаны кривые смесителя на 3N140, вытекающие из исследования с Рис. 16. Чтобы выполнить его, пришлось входные уровни установить таковыми, что продукты интермодуляции третьего порядка сравнялись с уровнем шумов. Анализатор спектра использовался для того, чтобы отделить различные компоненты визуально друг от друга и измерить их уровни. Всё что нужно учесть, так это уровни входных и выходных необходимых сигналов и уровень интермодуляционных продуктов. Довольно просто продолжить кривые, основанные на линейной и кубической зависимости (до пересечения). В децибельной форме формируется две линии с разным наклоном. Нужный сигнал возрастает на выходе на 10 дБ, при увеличении входного на 10 дБ. Интермодуляционные продукты (IMD) третьего порядка возрастают на 30 дБ при увеличении на 10 дБ по входу. Для подтверждения результатов исследования можно несколько раз повторить опыт с различными уровнями сигналов.

В некоторой точке линии сойдутся, обозначая точку пересечения по интермодуляции третьего порядка. Следует особо отметить, что эта точка – теоретическая и никогда не может быть достигнута на практике, поскольку смеситель войдёт в режим компрессии сигнала раньше, чем эта точка будет достигнута. Определение этой точки полезно, поскольку обе характеристики и линейная и кубическая могут быть восстановлены с помощью соответствующих закономерностей: линейной и кубической зависимости.

Уровень шума и динамический диапазон

Используя аппаратуру с Рис. 16, можно установить другой важный параметр смесителя, - уровень шумового порога на его выходе. Как было упомянуто выше, чем меньше уровень входного сигнала, тем меньше уровень продуктов интермодуляции. Однако, чем меньше уровень входного сигнала, тем меньше и соотношение сигнал/шум. (Вот те “ножницы”, которые ограничивают динамический диапазон смесителя: снизу - шум, сверху – интермодуляция – UA9LAQ).

На Рис. 17 уровень шума обозначен как 0 дБ на выходе и эта информация, вместе с уровнями сигнала и интермодуляционных продуктов, переведена в другую форму, представленную наРис. 18. Здесь мы показываем отношение сигнал/шум, как функцию от уровня входного сигнала на одной кривой, а отношение уровня сигнала к уровню продуктов интермодуляции как функцию входного сигнала – на другой. Отметьте, что здесь имеется оптимальный уровень, там, где пересекаются кривые, и, где уровень выходного сигнала на 50 дБ выше как уровня шумов, так и продуктов интермодуляции.

Рис. 18. Смеситель на 3N140.
Сравнение сигнал/шум и сигнал/продукты интермодуляции.

Для уровней сигналов ниже точки пересечения IMD продукты находятся ниже шумового порога. Это показано также пунктирной линией на Рис. 17.Длина этой линии является также динамическим диапазоном (DR) смесителя, при котором мы не обнаруживаем продуктов интермодуляции. Отметьте, что эта цифра составляет 50 дБ и две трети разности между точкой пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка и шумовым порогом (75 дБ). По линейному и кубическому законам двух кривых, соответственно, динамический диапазон (в дБ) может быть всегда определён как 2/3 между точкой пересечения и порогом шума.

Высокий динамический диапазон бесспорно важен, когда смеситель используется в супергетеродинном приёмнике, который имеет дело с большим разбросом уровней входных сигналов. Для удовлетворительной работы, самый малый сигнал должен быть усилен РЧ усилителем до уровня, превышающего уровень шума смесителя, но не слишком сильно, чтобы избежать появления продуктов интермодуляции под действием сильных сигналов. При этом, максимальный уровень нежелательных сигналов также должен находиться в пределах динамического диапазона приёмника. Если это не так, - ждите появления интермодуляционных продуктов. Для больших уровней сигналов необходимо обеспечить меньшее усиление сигналов в УРЧ, применить регулировку усиления по РЧ (или (и) обеспечить приёмник аттенюатором на входе – UA9LAQ).

Другим фактором, который следует упомянуть, является также тот, что уровень шума зависит от полосы пропускания: пропорционален ей, отсюда: уровень шумового порога и динамический диапазон являются также функциями полосы пропускания системы. Относительно Рис. 17 и 18, измерения были выполнены на базе ЧМ полосы пропускания равной 15 кГц. Если бы полоса пропускания была 3 кГц – SSB, то уровень шумового порога был бы на 7 дБ ниже, а динамический диапазон на столько же бы подрос.

Итоги

Смесители можно классифицировать следующим образом:

1. Работающие в непрерывном нелинейном режиме, или работающие в ключевом режиме.

2. Несбалансированные или сбалансированные, в которых один или оба входных сигнала сбалансированы относительно выхода (подавлены и не присутствуют на выходе смесителя – UA9LAQ).

3. Смесители, которые имеют усиление при преобразовании и смесители, которые имеют при преобразовании потери.

Смесители, обычно, работают при смещении рабочей точки путём опорного сигнала fo по всему нелинейному участку характеристики смесителя, при низком уровне входного сигнала f1, достаточном, чтобы, с одной стороны, обеспечить низкий уровень шума, с другой – минимизировать продукты интермодуляции.

Уровень продуктов смешения третьего порядка возрастает в пропорции к кубу уровня входного сигнала (и выходного). Работу смесителя как функцию уровня входного сигнала можно определить точкой пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка и уровнем шумового порога.

То, что представлено в настоящей статье, является исследованием работы смесителей и изложением некоторых идей по поводу, как нужно их эксплуатировать. Дальнейшую информацию по практическому применению этих устройств можно найти в справочниках, например, публикуемых ARRL (AmericanRadioRelayLeague).

Свободный перевод с английского с разрешения автора: Виктор Беседин (UA9LAQ) [email protected] г. Тюмень март, 2005 г

Даррен Конвей

Мощные высокочастотные смесители

Подавляющее большинство радиоприёмников выполнено по супергетеродинной схеме, где для получения промежуточной частоты входные высокочастотные сигналы смешиваются с сигналом встроенного или внешнего гетеродина. Как правило, для оптимального преобразования сигналов на требуемую выходную промежуточную частоту используются два преобразования, а значит, и два смесителя.

Одним из ключевых моментов при проектировании приёмников является правильный выбор этих смесителей, в особенности, для первого преобразования. За последние сорок лет схемотехника СВЧ смесителей развивалась эволюционно, но, наряду с усовершенствованием схем, основные принципы и методы остались в значительной степени неизменными.

Целью данной статьи является обзор ряда реализаций высокочастотных смесителей и обсуждение параметров его отдельных представителей.

Наше обсуждение будет ограничено смесителями для УКВ диапазона, так как изделия для этого диапазона являются наиболее доступными. Представленные в статье материалы подтолкнут разработчиков обратиться к соответствующим спецификациям и рекомендациям, поскольку они содержат значительный объём дополнительной информации, предоставить которую здесь не представляется возможным.

Хотя наш обзор будет ограничен метровым диапазоном, основные принципы работы смесителей и их характеристики одинаковы для любых частот. Цель состоит в том, чтобы обеспечить разработчиков информацией, позволяющей сделать правильный выбор смесителя для конкретного приложения.

Зачем они нужны?

Главным предназначением смесителей является перемножение двух сигналов, один из которых имеет входную частоту, другой - частоту гетеродина, с целью получения на выходе продукта с промежуточной частотой (ПЧ).

В идеальном случае, на выходе смесителя присутствовали бы только желаемые частоты со значениями (F RF + F LO) и (F RF – F LO), где F RF - частота принимаемого сигнала, F LO - частота гетеродина. Разумеется, идеальных устройств в природе не существует.

Распространённые схемы

Имеются три типа смесителей, которые могут быть пассивными или активными. Основные схемы пассивных смесителей представлены на рис. 1, 2 и 3. В активных смесителях диоды заменяются полевыми (FET) или МОП (MOSFET) транзисторами.

Небалансный смеситель на одном диоде, показанный на рис. 1, не имеет никакой развязки между двумя входами и выходом. Такие смесители используются довольно редко, так как недостаточная развязка между входом гетеродина и входом сигнала оборачивается нежелательным излучением антенной сигналов с частотой, кратной частоте гетеродина. В худшем случае, эти сигналы могут выйти за рамки требований электромагнитной совместимости, но даже если они лежат в допустимых пределах, то всё ещё остаются нежелательными.

Однако, подобно небалансному смесителю на одном диоде, развязка между входом сигнала и выходом ПЧ здесь отсутствует. При реализации смесителя на дискретных компонентах простой балансный смеситель предлагает разумный компромисс между превосходными характеристиками двойного балансного и простотого небалансного смесителей.

Идеальный двойной балансный смеситель предлагает бесконечно большую развязку между всеми тремя выводами смесителя. На выходе при этом будут присутствовать сигналы промежуточной частоты (± mF RF ± nF LO), а сигналы с частотами F RF и F LO будут полностью подавлены.

Рис. 3. Идеальный пассивный двойной балансный смеситель обеспечивает полную развязку между всеми тремя выводами - теоретически

В реальных устройствах входной и гетеродинный сигналы на выходе ПЧ будут подавлены не более чем на 50 дБ. Наличие готовых к применению, выполненных в одном корпусе, двойных балансных смесителей зачастую перевешивает использование простых балансных или небалансных смесителей. В большинстве приложений использование двойного балансного смесителя, изображенного на рис. 3, обеспечивает наилучшие характеристики системы.

Что означает “хороший” смеситель?

Реальные смесители сложны для анализа, и поэтому их эксплуатационные качества определяются множеством характеристик. Ниже приводится список главных технических требований, предъявляемых к смесителям, в порядке убывания их важности.

Диапазон рабочих частот. Смесители, как правило, применяются в приёмниках, работающих, начиная с очень низких частот до десятков гигагерц. Типичные серийно выпускаемые смесители имеют максимальную рабочую частоту от 100 МГц до 2,5 ГГц. Диапазон рабочих частот является фундаментальной спецификацией проекта, которая в значительной степени определяет конечный выбор типа смесителя.

Динамический диапазон . Это одна из наиболее важных техниче-ских характеристик смесителя. Значительный рост числа используемых передатчиков и наличие других источников помех означает, что современные радиоприёмники, как правило, работают в жёсткой помеховой обстановке.

Даже в случае, когда полезный сигнал имеет очень малый уровень, например, в спутниковых системах связи, от приёмника требуется, чтобы он сохранял работоспособность и характеристики в присутствии сильных мешающих сигналов.

Нижний предел динамического диапазона смесителя определяется его коэффициентом шума, в то время как верхний предел определяется уровнями компрессии коэффи-циента передачи, интермодуляционных составляющих и теплового разрушения.

Коэффициент шума. Как правило, смесители имеют коэффициент шума в пределах от 6 до 20 дБ. Коэффициент шума пассивных смесителей численно равен потерям преобразования. Коэффициент шума активных смесителей зависит от конфигурации схемы и типов применяемых в ней элементов. Общепринято, но вовсе не обязательно, перед первым смесителем включать малошумящий усилитель для снижения коэффициента шума приёмника в целом.

Коэффициент передачи. Доступность готовых усилителей, перекрывающих различные участки частотного диапазона, снимает требование наличия у смесителя какого-либо усиления. Более того, избыточное усиление смесителя может отрицательно сказаться на динамическом диапазоне приёмника в целом.

В большинстве случаев, наличие больших вносимых потерь преобразования смесителя также нежела-тельно, особенно при применении пассивных смесителей. Активные сме-сители обеспечивают коэффициент передачи в диапазоне от -1 до +17 дБ, в то время как пассивные смесители имеют типовое значение потерь преобразования от 5,5 до 8,5 дБ.

Гетеродинный сигнал. Идеальный смеситель был бы нечувствителен ни к уровню гетеродинного сигнала, ни к уровням содержащихся в нём кратных гармоник, но в реальном случае параметры гетеродина должны соответствовать параметрам смесителя.

Пассивные двойные балансные диодные смесители требуют уровень гетеродина от +7 до +23 дБм. Активные смесители требуют уровень гетеродина в пределах от -20 до +30 дБм, в зависимости от применяемого типа. Отсюда следует, что разработка гетеродинного генератора самым тесным образом связана с отобранным типом смесителя.

Согласование импедансов. Все три порта смесителя должны быть согласованы с соответствующим трактом. В активных смесителях в результате рассогласования обычно снижается коэффициент усиления.

Простота. Важной характеристикой любой схемы является простота разработки и реализации. Достаточно сложные системы трудно как разрабатывать, так и изготавливать. Применение меньшего числа компонентов снижает стоимость системы, увеличивает надёжность, облегчает техническое обслуживание и требует меньшего количества запасных частей.

Чрезмерно сложный проект приводит к значительному удорожанию оборудования, поэтому разработчики должны стремиться к получению максимальных характеристик при минимуме используемых компонентов.

Интегральные смесители

Так как активные или пассивные двойные балансные смесители предлагают лучшие характеристики и имеют законченное исполнение в одном корпусе, они всё чаще применяются в различных системах, вытесняя небалансные и простые балансные схемы. При этом предполагается, что требование обеспечения высоких динамических характеристик смесителя является превалирующим. В приложениях, где требуется малая потребляемая мощность или иные специальные функции, наилучшим образом могут подойти смесители со схемой, отличной от приведенных ниже двойных балансных смесителей.

AD831. Микросхема AD831 является типичным примером современного активного двойного балансного смесителя на биполярных транзисторах. Смеситель конструктивно размещён в корпусе PLCC, включает буферный усилитель с 50-Ом входом и выходом (рис. 4). Коэффициент усиления буферного усилителя может изменяться за счёт установки соответствующих резисторов в цепь обратной связи. Буфер конфигурируется как преобразователь симметричного сигнала в несимметричный без использования трансформаторов.

Рис. 4. Микросхема AD831 - типичный пример активного двойного балансного смесителя на биполярных транзисторах

Объединение буферного усилителя и смесителя в одном корпусе позволяет применять эту микросхему во входных преобразующих каскадах. В большинстве приёмников сразу за первым смесителем следует фильтр нижних частот и буферный усилитель, а уже затем сигнал поступает на полосовые фильтры промежуточной частоты.

В микросхеме AD831 установка двух дополнительных конденсаторов позволяет реализовать между выходами смесителя и входами буферного усилителя фильтр нижних частот первого порядка. Устанавливая коэффициент усиления буферного усилителя с помощью двух внешних резисторов, можно компенсировать потери, вносимые последующими полосовыми фильтрами.

Если от буферного усилителя требуется максимальный коэффициент передачи, то резисторы обратной связи не ставятся. Чрезмерное усиление сужает полосу пропускания усилителя и отражает шум обратно в смеситель.

Правильно соединённые микросхема и пассивные компоненты могут без труда совмещать функции смесителя, фильтра и буфера в очень маленьком пространстве без использования громоздких подстраиваемых компонентов.

Микросхема AD831 предназначена для работы с входными и гетеродинными сигналами с частотой до 400 МГц, однако, на верхних частотах требуется более подробное рассмотрение параметров. В основном, все рабочие характеристики плоские до частоты 100 МГц. Выше этого значения некоторые кривые улучшаются, в то время как другие ухудшаются.

Характеристики на частоте 200 МГц особенно неоднозначны. Если приложение требует очень хорошей развязки между портами, то частот вблизи этого значения нужно избегать. Развязка гетеродин–сигнал падает с 72 дБ на частоте 100 МГц до минимального значения 45 дБ на частоте 200 МГц, что является ещё достаточно хорошей величиной. Верхняя граница динамического диапазона достигает максимума на частоте 250 МГц, где точка пересечения третьего порядка (IP3) составляет +23 дБм, а уровень сигнала, при котором происходит компрессия усиления на -1 дБ, составляет +11 дБм (рис. 5). Здесь наглядно видно, насколько изменчивы могут быть важные рабочие характеристики. Описанное свойство не является специфическим недостатком именно микросхемы AD831, так как все типы смесителей, и активные, и пассивные демонстрируют характеристики, изменяющиеся в широких пределах.

Рис. 5. Зависимость перекрестных искажений микросхемы AD831 от частоты

Устройство AD831 может использоваться как с однополярным, так и с двуполярным питанием. Регулируе-мое смещение позволяет пользователю управлять потребляемой мощностью. Для обеспечения максимальной динамики (точки IP3) микросхеме требуется ток покоя около 100 мА. При наличии жёстких требований на ток потребления, он может быть снижен до 45 мА.

Коэффициент шума для несимметричного выхода напряжения составляет 20 дБ. Для разработчиков приёмников это означает, что для обеспечения приемлемого коэффициента шума всей системы на входе перед смесителем обязательно должен стоять малошумящий усилитель.

Обобщая всё вышесказанное, отметим, что микросхема AD831 подходит для большинства приложений, где требуется смеситель на частоту до 300 МГц. Характеристики устройства достаточно хороши до частоты 100 МГц, но далее они начинают меняться, особенно на частоте 200 МГц. Коэффициент шума 20 дБ делает это устройство непригодным для применения в системах, где требуется высокая чувствительность.

Возможность получения высококачественного смесителя, ФНЧ и буферного усилителя на очень маленьком пространстве платы, без применения больших подстраиваемых элементов, делает микросхему AD831 удобной для применения во многих приложениях.

SL6440. Микросхема SL6440 представляет собой двойной балансный смеситель на биполярных транзисторах, впервые выпущенный компанией Plessey в 1980 году. Несмотря на почтенный возраст, микросхема всё ещё остаётся полезным устройством с хорошей производительностью.

Полоса пропускания микросхемы по уровню -3 дБ простирается до частоты 150 МГц, однако, для практической реализации это слишком оптимистичное утверждение. Уровень на выходе промежуточной частоты остаётся постоянным до частоты 50 МГц, после чего наклон определяется напряжением питания.

При типовом напряжении питания +6 В завал амплитудно-частотной характеристики на 1 дБ происходит на частоте 80 МГц, в то время как при напряжении питания +12 В он происходит только на частоте 100 МГц. Таким образом, можно смело сказать, что данная микросхема подходит для приложений, работающих на частотах до 90 МГц.

Микросхема SL6440 изготавливается в пластмассовом корпусе типа DIP с 16 выводами (рис. 6). Она имеет два входа и два выхода для работы с симметричными сигналами, но может быть сконфигурирована для обработки несимметричных сигналов. Устройство также имеет вывод управления током потребления, который может быть полезен при работе с батарейным питанием.

Рис. 6. Разработанная в 1980 году, микросхема SL6440 все еще находит применение. Главный ее недостаток - наличие большого чила внешних элементов

С помощью этого вывода можно осуществить функцию “интеллектуального” управления током потребления. При отсутствии сигнала ток должен быть минимальным, при появлении сигнала ток питания увеличивается для обеспечения оптимальных параметров смесителя. Такой режим работы легко совмещается с устройством бесшумной настройки приёмника.

Заметим, что ток потребления большинства активных смесителей может регулироваться различными способами, и это не является характерной особенностью только микросхемы SL6440. Общей тенденцией для любых смесителей, как пассивных, так и активных, является то, что уровень интермодуляционных искажений снижается при увеличении напряжения и тока питания.

Подобно большинству активных смесителей, данная микросхема для обеспечения наилучших параметров потребляет значительный ток. Устройство требует двух положительных напряжений питания. Через вывод VСС1 осуществляется питание смесителя, а через вывод VCC2 - питание буферного усилителя гетеродина.

Типовое значение тока потребления микросхемы SL6440 составляет от 30 до 60 мА, в зависимости от требуемого режима ток может быть снижен или увеличен, причём при его увеличении необходимо использовать внешний теплоотвод. Ток покоя, потребляемый смесителем, определяется величиной напряжения на выводе VCC2 и током IP через вывод 11. Максимальная рассеиваемая мощность устройства составляет 1200 мВт.

Для максимального подавления интермодуляционных составляющих управляющий ток IP должен лежать в пределах 10–12,5 мА, что соответствует суммарному току потребления около 40 мА. Точка компрессии передачи по уровню -1 дБ при этом составляет +7 дБм. Этот уровень может быть увеличен до значения +15 дБм за счет увеличения тока IP до 30 мА, причём суммарный ток потребления составит 77 мА. При снижении тока управления IP ниже 5 мА наблюдается уменьшение уровня полезного выходного сигнала промежуточной частоты.

Коэффициент передачи смесителя определяется конфигурацией входа и выхода, а также током управления. Для резистивных несимметричных входов и выходов потери преобразования составляют 1 дБ. Использование симметричных входов с настроенными трансформаторами позволяет достичь коэффициента передачи смесителя около +4 дБ.

Использование настроенных трансформаторов на входе и выходе смесителя обеспечивает некоторый прирост коэффициента передачи и фильтрацию без потери в характеристиках. Это связано с тем, что симметричные входы и выходы равномерно распределяют токи внутри микросхемы SL6440. В любом случае коэффициент передачи смесителя зависит от управляющего тока IP и импеданса нагрузки. Чрезмерное усиление увеличивает риск перехода выходных транзисторов смесителя в режим насыщения, а значит - этого надо избегать.

Заметим, что информации, приведённой в технической документации на микросхему, явно недостаточно. Здесь приводится только несколько таблиц, графиков и немного текста, описывающих рабочие характеристики и процедуру проектирования. Не приводится никакой информации о внутренних узлах устройства, а также частотных зависимостей импедансов входов и выходов, поэтому для разработки цепей согласования необходимо проводить пробное включение и измерения. Обобщая всё вышесказанное, следует сказать, что, несмотря на солидный возраст, микросхема SL6440 обеспечивает достаточно хорошие параметры на частотах до 90 МГц. Для получения оптимальных характеристик необходимо использовать настроенные входные и выходные цепи. Даже в типовой схеме включения микросхема SL6440 требует наличия около дюжины пассивных элементов вокруг себя, а поэтому занимает относительно большую площадь на печатной плате. Коэффициент шума микросхемы составляет 11 дБ, что также хорошо для данного типа смесителей.

Смесители на полевых (JFET) и МОП (MOSFET) транзисторах

Смесители на полевых (JFET) транзисторах. Такие смесители имеют значительный потенциал для обеспечения очень высоких динамических характеристик. Значения коэффициента передачи здесь вы-ше, а уровни интермодуляционных искажений ниже, чем у типичных пассивных смесителей. Полевые транзисторы имеют квадратичную вольт-амперную характеристику, что значительно снижает уровни интермодуляционных составляющих третьего порядка. И, подобно пассивным смесителям, смесители на полевых транзисторах имеют высокий уровень мощности, при котором происходит их тепловое разрушение. Главное неудобство применения таких смесителей заключается в том, что на настоящий момент не выпускаются готовые законченные сме-сительные модули, объединяющие внутри транзисторы и согласующие трансформаторы. Кроме того, здесь требуется гетеродинный сигнал большой мощности.

В отличие от двойных балансных диодных смесителей, смесители на полевых транзисторах изготавливаются из дискретных элементов. Поэтому даже серийно выпускаемые коммерческие приёмники, например, ICOM R9000, используют простой балансный JFET смеситель, построенный из дискретных компонентов.

Невозможность изготовления законченных двойных балансных смесителей в одном корпусе является главным неудобством смесителей на полевых транзисторах. Здесь требуется применение намотанных вручную симметрирующих трансформаторов согласующего типа, что значительно затрудняет серийный выпуск и приводит к удорожанию изделия.

Если от смесителя требуются оптимальные параметры, используемые в нём трансформаторы должны осуществлять согласование схемы с очень высокой точностью, и поэтому хорошие результаты возможно получить, только комбинируя правильные технические и конструктивные решения с тщательной регулировкой.

Оптимальные значения коэффициентов шума и передачи смесителя реализуются в разных рабочих точках, поэтому токи смещения, уровень гетеродинного сигнала и согласующие трансформаторы должны быть подобраны таким образом, чтобы полевые транзисторы гарантированно работали в квадратичной области своей вольтамперной характеристики, тем самым минимизируя искажения. Минимально достижимый коэффициент шума в таких смесителях 8 дБ.

Для получения оптимальных характеристик двойного балансного смесителя на полевых транзисторах, последние должны быть идеально согласованы, что достаточно трудно при использовании дискретных полевых транзисторов из-за естественного разброса параметров.

На практике максимальное соответствие характеристик полевых транзисторов может быть достигнуто, если они установлены в одном корпусе и выполнены на одной кремниевой подложке. Такие устройства для смесителей производит компания Siliconix, например, пары (U430) и четверки (U350) полевых транзисторов в одном корпусе.

Для простых балансных смесителей требования на идентичность характеристик менее жёсткие - разброс параметров может достигать 10%.

И всё же, несмотря на некоторые проблемы построения, смесители на полевых транзисторах имеют весьма хорошие динамические характеристики. В общем случае, они аналогичны таковым у диодных смесителей, с той разницей, что обеспечивают положительный коэффициент передачи.

Главными неудобствами являются необходимость мощного гетеродинного сигнала и тщательный подбор элементов. Тем, кто желает ближе познакомиться с JFET смесителями, можно порекомендовать литературу и , где подробно описаны основные параметры и принципы практического построения смесителя, изображенного на рис. 7.

Рис. 7. Двойной балансный смеситель на полевых транзисторах

Смесители на МОП транзисторах. Для работы с мощными сигналами вместо полевых транзисторов лучше использовать монолитные сборки из четырех МОП транзисторов с двойной диффузией (DMOS) или набор мощных высокочастотных полевых транзисторов с МОП структурой (MOSFET). Хорошие результаты могут быть получены при применении монолитных устройств Calogic SD8901 и Siliconix SD5000. При использовании MOSFET транзисторов в двойных балансных смесителях без приложения напряжения стока потери преобразования получаются около 7 дБ. При приложении напряжения к стокам транзисторов максимальная передача смесителя может составить +17 дБ.

Одна из особенностей МОП транзисторов заключается в том, что различные типы этих устройств не требуют строго заданного напряжения на затворе. Это означает, что для обеспечения требуемой точки компрессии для смесителей на МОП транзисторах необходима мощность ге-теродина, много меньшая по сравнению с эквивалентным диодным смесителем. То есть для работы мощного MOSFET смесителя не потребуется разработка мощного источника гетеродинного сигнала.

Одновременно с тем, что смесители на МОП транзисторах показывают превосходные динамические характеристики, они сохраняют все проблемы, присущие смесителям на простых полевых транзисторах: наличие прецизионных согласующих трансформаторов и большого числа вспомогательных элементов, занимающих значительную площадь на печатной плате. Такой смеситель был бы незаменим в системах, где приёмник физически располагается вблизи мощного передатчика. Как правило, смесители на МОП транзисторах используются в высококачественных приёмниках средневолнового (MF) и коротковолнового (HF) диапазонов.

Двойной балансный диодный смеситель

Двойной балансный диодный смеситель, безусловно, изделие архаичное, но всё ещё находящее применение в современных радиоприёмных системах. Способность противостоять мощным входным сигналам, низкие стоимость, масса и габаритные размеры готовых монолитных диодных смесителей гарантируют неизменный интерес к ним.

Если наличие отрицательного коэффициента передачи смесителя не критично для данного приложения, то все остальные характеристики сравнимы с другими типами смесителей. Одним из наиболее широко используемых является смеситель SBL-1 производства компании Mini-Circuits. Он дешев, компактен и доступен. Mini-Circuits, а также некоторые другие компании производят широкий диапазон пассивных смесителей, подходящих для большинства разрабатываемых систем.

Аналогично другим описанным выше смесителям, характеристики диодного двойного балансного смесителя зависят от большого числа различных факторов, таких как диапазон рабочих частот, мощность гетеродина, согласование и температура. Типовая зависимость развязки между входом гетеродина и входом сигнала от частоты и уровня гетеродинного сигнала представлена на рис. 8.

Рис. 8. Зависимость развязки между входом гетеродина и входом сигнала от частоты уровня гетеродинного сигнала диодного смесителя SBL-1 производства компании MINI-CIRCUITS

Для получения минимальных потерь преобразования диодного двойного балансного смесителя необхо-димо тщательно согласовать его выход промежуточной частоты. Фильтр ПЧ должен иметь входной импеданс 50 Ом в широком диапазоне частот, а не только в полосе пропускания. Результатом плохого согласования могут стать повышенные потери преобразования, а также генерация нежелательных гармоник. В дополнение к правильному согласованию, фильтр промежуточной частоты должен подавлять все продукты преобразования смесителя кроме требуемой частоты. Все тонкости разработки фильтра ПЧ для пассивного диодного смесителя являются темой для будущей статьи.

Диодные смесители требуют высокого уровня сигнала гетеродина, что составляет не менее +7 дБм. Некоторые очень мощные пассивные смесители требуют мощности гетеродинного сигнала до +23 дБм. Зависимость между мощностью гетеродина и значением точки компрессии коэффициента передачи по уровню -1 дБ для различных диодных смесителей компании Mini-Circuits показана на рис. 9.

Построение мощных генераторов с требуемой чистотой спектра - задача непростая, особенно, когда разрабатывается портативная аппаратура с батарейным питанием, где доступные напряжение и ток питания относительно низки.

Некоторые серийно выпускаемые смесители имеют встроенный усилитель или на входе гетеродинного сигнала, или на выходе ПЧ. В некоторых ситуациях это может значительно облегчить проектирование. Мощность гетеродинного сигнала и чистота его спектра непосредственно влияют на характеристики и исполнение смесительного каскада, а значит - на всю систему радиоприёмного устройства.

Одним из главных преимуществ пассивных диодных двойных балансных смесителей является отсутствие потребления, однако оно компенсируется необходимостью генерации мощного гетеродинного сигнала и компенсации потерь преобразования.

Хотя сами диодные смесители имеют очень компактное конструктивное исполнение, наличие мощного источника гетеродинного сигнала и схемы согласования с фильтром ПЧ требует существенной площади на плате проектируемого устройства. Однако, если широкий динамический диапазон и низкий уровень шумов являются первостепенными требованиями, диодный двойной балансный смеситель остается наилучшим техническим решением.

Заключение

Выбор смесителя для разрабатываемого приёмника определяется многими факторами. Информация, представленная в таблице, была получена из различных источников. Представленные здесь значения были измерены для конкретных устройств, работающих в типичных условиях, и в большинстве случаев они будут отличаться от тех, что приводятся в технической документации на эти устройства.

Подобно большинству инженерных задач, в основе правильного выбора смесителя для определённого приложения лежит компромисс. В природе не существует какого-либо одного смесителя, идеально подходящего для абсолютно всех задач, и поэтому разработчик должен определить, какие характеристики наиболее важны для его проекта. Таким образом, правильный выбор смесителя - не что иное, как вопрос определения наиболее важных характеристик и их соответствия определённому типу смесителя.

Литература

1. Get the most from mixers, Mini-Circuits.
2. Yousif, AM and Gardiner, JG, Distortion effects in a switching-diode modulator with tuned terminations. Proc IEE, Vol. 119, No 2, Feb. 1972.
3. Oxner, E, FETs work well in active balanced mixers, Siliconix Inc, EDN, 5 Jan. 1973.
4. Oxner, E, Active double-balanced mixers made easy with junction FETs, Siliconix, Inc, EDN, 5 July 1995.
5. Kanazawa, K, et al, A GaAs Double-Balanced Dual-Gate FET Mixer IC for UHF Receiver Front-End Applications, IEE Trans on Microwave Theory and Techniques, Vol. MTT-33, No 12, Dec. 1985.
6. Hikita, M, and Akagi, T, Single Balanced Mixer for SAW Front-End Module used in 800MHz Cellular Radio, Electronics Letters, 22 Oct. 1992, Vol. 28, No 22.

ELECTRONICS WORLD, июнь 1998 г.
Перевод Ю. Потапова